中点钳位型三电平逆变器脉宽调制时的损耗特性

1、 第 24 卷第 12 期 史晓锋 等 中点钳位型三电平逆变器脉宽调制时的损耗特性 129 图 3b 和图 3d 所示，这两种工作模式下有四个器件 发生开关动作，相对于其他两种模式下多了两个开 关动作器件，因此此时开关损耗较大。由图 10 开关 损耗变化曲面发现，开关损耗不随调制度 m 的变化 而变化，在功率因数角 为 与 时达到最大值， 为 0 时达到最小值。 线；其他调制策略均不改变器件的开关工作模式， 每个器件的开关损耗只与负载电流、功率因数角和 载波频率有关，在这些条件不变的情况下，调制策 略的改变不会影响每个器件的开关损耗。 图 12 SPWM 和 SVPWM 调制策略下通态损耗分布

2、曲线 Conduction distributing curve in SPWM and SVPWM modulation strategy Fig.12 图 10 SPWM 调制时开关损耗随调制度与功率因数角的 变化曲面 Fig.10 Switch loss surface by modulation index and power angle in SPWM modulation 7 实验验证 对于逆变器总的损耗测量（包括开关损耗和通 图 11 为调制度 0.95 ，功率因数角为 20，电 流为峰值 300A 时， 载波频率 900 3000Hz 范围内， 开关损耗随载波频率变化曲线。 态

3、损耗）还存在一定困难，从算法的分析过程可知， 算法主要误差来源将来自器件的单周期损耗模型。 为了验证算法的有效性，实验对开关器件的单周期 开关特性进行了测试， 获得器件的开关过程的数据， 并与第 3 节中损耗模型进行比较。电流、电压通过 Tek 示波器 DPO4104 和配套的 Openchoice 软件测 得。图 13 为直流端电压 600V ，电流为 20A ，开关 频率 800Hz 条件下测得部分开关动作点的电压、电 流波形。 图 11 Fig.11 开关损耗随载波频率变化曲线 Switch loss curve by carrier frequency （ a ）导通状态时电流与电压波

4、形 6 其他调制策略下损耗计算 对于其他调制策略， 均可以通过对 SPWM 调制 波注入三的奇倍次零序分量获得它们的等效调制 波。 等效调制波重新分布了每个器件上的通态损耗， 但没有改变通态损耗的总量，附录 2 证明了调制策 略的改变不会改变逆变器的通态损耗。通过研究 SPWM 和 SVPWM 调制波的本质联系，计算获得 SVPWM 等 效 调 制 波 即 CSVPWM 9-10 （ b ）关断状态时电流与电压波形 ， 图 12 为 Fig.13 图 13 IGBT 开关过程实验波形 SPWM 和 SVPWM 调制策略下各器件通态损耗曲 Experiment waveforms of IGBT

5、 switch process 130 电 工 技 术 学 报 2009 年 12 月 由 Tek 示波器测得开关器件在一个输出波形周 期内的电压和电流波形，两者乘积可得损耗功率关 于时间的波形，取点拟合得损耗关于时间的函数， 在开关过程时间内对函数积分即可求得开关损耗 量。在直流侧电压 500V 和电流幅值 25A 情况下测 量了 IGCT 、续流二极管和钳位二极管功率损耗， 同时根据式（ 16 ）式 (19 计算了该条件下的理论 开关损耗见表 2 。 表2 Tab.2 开关损耗理论值与实际值比较 losses 功率器件 S1 S2 VD 3 、 VD 4 VD 总开关损耗 计算值 /J 5

6、.676 1.124 0.014 0.046 41.436 测量值 /J 5.30 0.91 0.03 0.10 38.22 误差（ % ） 7.1 23.5 53.3 54 8.4 （ 3 ）在相同调制度 m、功率因数角 、电流 I 和载波频率 fc 下，不同调制策略的通态损耗和开关 损耗基本不变。 附 器件 Econd,S1 = 录 1中点钳位型三电平逆变器在 SPWM 调制下 Comparison of calculated and measured switching ron_S I 2 uon_S I + + ( cos sin (1 + 2 cos + cos 2 m 4 6 （

7、A1 ） Econd,S2 = uon_S I + ron_S I 4 2 + ( A2 uon_S I ron_S I 2 ( cos sin (cos 1 2 m 4 6 Econd,VD = uon_VD I + ron_VD I 2 4 + S 1 和 S 2 的开关次数多，所以损耗较大；二极管 的开关损耗本身较小，受外界环境影响，测量值与 理论值的误差范围较大，总开关损耗受 S 1 和 S2 影 响远大于二极管，因此总开关损耗误差小于 10%， 损耗算法符合误差要求。 算法误差来源说明：同一厂家所提供的器件 参数存在一定的分布性，并不总是与器件说明书一 致。算法中假定在一个载波周期内

8、电流不变，这 样会带来一些误差。文中假定电流波形为规则的 正弦波， 实际上电流波形中含有一定量的谐波分量， 这也会带来误差。开关损耗的计算中，将损耗均 匀分配在一个载波周期中， 这也会带来一定的误差。 ron_VD I 2 uon_VD I m (2 cos 2sin (cos 2 + 1 4 3 （ A3 ） Econd,VD3 = Pcon,VD4 uon_VD I r I2 = m ( sin cos + on_VD (1 cos 2 4 6 （ A4 ） 2 三的奇倍次零序分量注入正弦调制波后，通 态损耗恒等证明 u (t = m U DC sin(t + 2 iT (t = I si

9、n(t 8 结论 本文主要分析了中点钳位型三电平逆变器各种 （ A5 ） （ A6 ） k = 1, 2,3 工作状态，对通态损耗和开关损耗计算原理作了简 单分析。 重点研究了 SPWM 调制策略下通态损耗和 开关损耗的计算方法，得到了损耗计算表达式以及 一些损耗分布曲面和曲线。在此基础上，本文对其 他调制策略下的损耗作了计算证明。研究得到的结 论主要有以下三点： （ 1 ）在调制度 m 、电流 I 和功率因数角 相互 独立前提下，通态损耗与调制度 m 呈线性关系，与 功率因数角 呈余弦关系，与负载电流呈二次函数 关系。 （ 2 ）在调制度 m 、电流 I 和功率因数角 相互 独立前提下，开关

10、损耗与调制度 m 无关，与载波频 率 fc 呈线性正比关系。 ucom (t = U com sin 3(2k 1(t + （ A7 ） 则注入零序分量后调制波电压为 u (t = m U DC sin(t + + U com sin 3(2k 1(t + 2 （ A8 ） 对应于表 1 中四种情况下的占空比分别为 (t = 1 (t + (t 1 (t = 2 (t (t 2 (t = 3 (t + (t 3 (t = 4 (t (t 4 2U COM sin 3(2k 1(t + U DC （ A9 ） （ A10 ） （ A-11 ） （ A12 ） 其中 (t = 第 24 卷第 12

11、 期 史晓锋 等 中点钳位型三电平逆变器脉宽调制时的损耗特性 5 131 Econd,S = Econd,S1 + 1 0 (t uIGCT (t iT (t d (t （ A13 ） Blaabjerg F, Jaeger U, Munk-Nielsen S. Power losses in PWM-VSI inverter using NPT or PT IGBT devicesJ. IEEE Transactions on Power Electronics, 1995, 10(3: 358-367. Econd,S = Econd,S2 + 2 0 (t uIGCT (t iT (t

12、d (t （ A14 ） 6 王群京，陈权，姜卫东 , 等 . 中点钳位型三电平逆变 器 通 态 损 耗 分 析 J. 电 工 技 术 学 报 , 2007, 22(3: 66-71. Wang Qunjing, Chen Quan, Jiang Weidong, et al. Analysis of conduction losses in neutralpoint-clamped three-level inverterJ. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, 22(3: 66-71. Econd,VD = Econd

13、,VD (t uIGCT (t iT (t d (t + （ A15 ） 7 (t uIGCT (t iT (t d (t Econd,VD = Econd,VD = Econd,VD4 ( Econd,VD3 3 4 陈权，王群京，姜卫东，等 . 二极管钳位型三电平 变换器开关损耗分析 J. 电工技术学报 , 2008, 23(2: 68-75. Chen Quan, Wang Qunjing, Jiang Weidong, et al. Analysis of switch losses in point-clamped three-level converterJ. Transactio

14、ns of China Electrotechnical Society, 2008, 23(2: 68-75. (t uIGCT (t iT (t d (t Econd,S + Econd,S + Econd,VD + 2 Econd,VD 1 2 4 （ A16 ） = Econd,S1 + Econd,S2 + Econd,VD + 2 Econd,VD4 （ A17 ） 8 Morris G K, Galie J A. Design of a robust cold plate for high-power gradient drivers in magnetic resonance

15、imaging systemsC. on The and Tenth Intersociety Conference Thermal Thermomechanical 参考文献 1 Xu Dewei, Lu Haiwei, Huang Lipei, et al. Power loss and junction temperature devicesJ. D, Gole analysis IEEE A M, of power on L. 9 semiconductor 2 Rajapakse A Transations Wilson P Phenomena in Electronics Syst

16、ems, 2006: 8. 吴洪洋 , 何湘宁 . 多电平采样 PWM 法与 SVPWM 法之间的本质联系及其应用 J. 中国电机工程学报 , 2002, 22(5: 10-15. Wu Hongyang, He Xiangning. Relationship between multilevel carrier-based PWM and SVPWM and its applicationsJ. Proceedings of the CSEE, 2002, 22(5:10-15. 10 McGrath B P, Holmes D G, Meynard T. Reduced PWM harmo

17、nic distortion for multilevel inverters operating over a wide modulation rangeJ. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(4: 941-949. 作者简介 史晓锋 男， 1983 年生，硕士研究生，研究方向为电力电子技术 Industry Applications, 2002, 38(5:1426-1431. Electromagnetic transients simulation models for accurate representation of

18、 switching losses and thermal performance in power electronic systemsJ. IEEE 3 Transations on Power Delivery, 2005, 20(1:319-327. Azuma S, Kimata M, Seto M, et al. Research on the power loss and junction temperature of power semiconductor devices for inverterC. Proceedings of the 4 IEEE International Vehicle Electronics Confe