数字中频技术在 TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现_图文

1、摘要摘要本论文结合大唐移动公司TD-SCDMA 基站系统中射频收发信机子系统的研究开发项目，在对数字中频关键技术做了深入研究分析的基础上，对此技术进行了设计和实现。其中，包括高速的A/D变换、D/A变换、数字直接下变频技术以及数字直接上变频技术等。本论文主要由以下部分组成：1前言主要介绍当前移动通信发展的概况、第三代移动通信标准TD-SCDMA 的特点、采用数字中频收发信机的优点和数字中频的关键技术。2数字中频的理论基础信号采样理论、多抽样率信号处理基本理论是数字中频的理论基础。此外还介绍了数字中频中常用的高效率数字滤波器和移动通信系统中常用的脉冲成形滤波器。3数字中频指标的确定根据3GPP2

2、5.105和收发信机硬件设计规范，详细的推导出数字中频关键器件应该达到的性能指标。本章不仅是设计中选取关键芯片的依据，而且对数字中频模块的设计、调试都有着重要的指导意义。4数字中频电路实现本章对设计中一些重要问题进行相应说明，并且选定关键芯片，最终实现TD-SCDMA 基站系统收发信机中的数字直接上变频模块和数字直接下变频模块。5数字中频模块的测试数字中频模块制作、调试成功之后，对其进行测试，以验证是否达到设计指标。然后，与射频前端进行联调，以验证整个设计满足系统的需求。6结论以及下一步改进的建议根据测试结果，得出结论，并且提出下一步的改进建议。本章还论述了实现真正的软件无线电所面临的技术挑战

3、。关键词：TD-SCDMA 、基站系统（Node B）、收发信机、射频前端、数字中频、数字直接上变频、数字直接下变频、数字上变频器（DUC ）、数字直接下变频器（DDC ）、模/数转换器（ADC ）、数/模转换器（DAC ）。ABSTRACTABSTRACTThis paper introduces the application of DIF, Digital Intermediate Frequency, in TD-SCDMA Node B. The main contents are focused on the analysis, design and application of

4、DIF, which includes A/D Converter, D/A Converter, Digital Down-Converter and Digital Up-Converter.This paper is comprised of the following contents.1. Introduced the development of the 3rd Generation Mobile Communication，the main feature ofTD-SCDMA and software defined radio(SDR.The application of D

5、IF has a revolution in communication area. There are many advantages over traditional transceiver architectures.2. Introduced the basic theories of DIF, such as Nyquist Sampling Theory, Multirate SignalProcessing systems, CIC filter, Halfband filter and RRC filter.3. Discussed the specifications of

6、the key devices.The specification is based on the 3GPP 25.105 and the RFTRXU Hardware Design Specification. This chapter is very important. It will guide us to select devices, and also it is very important for debugging and testing.4. Presented the realization of DIF in TD-SCDMA Node B. It includes

7、several important topicsin DIF design:the selection of intermediate frequency the digital clock the image rejection the interfaces the requirements of ADC clockThe selection method of devices and ultimate circuit are also introduced.5.6. Shown the test method and results of DIF and RFDRXM. Conclusio

8、ns and suggestionsKey Words: TD-SCDMA, Node B, RFTRXU, digital intermediate frequency, SDR, multirate signal processing, Nyquist theory, digital up-converter, digital down-converter, analog to digital converter, digital to analog converter.目录第一章 前言1§1.1引言.1§1.2软件无线电的概念.2§1.3数字中频的优点.3&

9、#167;1.4数字中频的关键技术.7§1.5论文内容.7第二章 数字中频的理论基础9§2.1信号采样理论.9第五章 数字中频电路测试与联调57§5.1数字直接上变频电路测试.57§5.2数字直接下变频电路测试.59第六章 结论以及下一步改进的建议63§6.1结论.63§6.2下一步改进的建议.63§6.3理想软件无线电的技术挑战.65参考文献 67感谢 68附录一 输出信号的分析图69附录二 实物图70附录三 EVM 和BER 分析程序流程图72附录四 使用调制消除镜像的原理74附录五 数字中频关键器件主要性能指标75附录

10、六 缩略语76数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现第一章 前言§1.1引言移动通信在过去几年飞速发展，使用移动通信的用户讯速增加。到目前为止，我国移动通信用户已经超过1亿。而且随着各种信息技术的发展，应用移动通信传输非话音业务的需求也不断的增加。可以说移动通信在全世界有广阔的发展空间。面对国内外巨大的市场前景，全世界通信领域内各个大公司早就将第三代移动通信的标准制定和产品开发作为最主要的方向，投入巨大人力财力进行开发工作。特别是日本和欧美的各公司，已经开发出完整的第三代移动通信系统，并将陆续进入大规模现场试验，有的甚至已经开始商用。我国从1998年就开始关注第三代移

11、动通信技术和标准，并由国家科委组织863计划对第三代通信技术进行开发。信息产业部电信科学技术研究院（CATT ）作为我国的电信技术最大的研究院和产业集团，从1998年起，在原邮电部科技司的领导下，积极参与了第三代移动通信的标准工作，提出了我国自己的TD-SCDMA 建议，并且已经成为国际三大主流标准之一。并从1999年起开始TD-SCDMA 系统设备的研发，于2002年2月3日，进行了第一次TD-SCDMA 现场演示会。2002年2月7日，通过了C3G 组织的MTnet 第一阶段测试、验收。2002年10月，中国按照国际惯例出台了3G 频率规划方案，为TD-SCDMA 标准预留出1880-19

12、20MHz 、2010-2025MHz 及2300-2400MHz 共计155MHz 频段。TD-SCDMA 系统简介TD-SCDMA 采用时分双工（TDD ）模式，运用了多项先进技术，如：智能天线（Smart Antenna）技术、联合检测（Joint Detection）技术、同步码分多址（SCDMA ）技术、软件无线电（Software Defined Radio）技术。其具有以下主要特点：码片速率 1.28MHz码道间隔 1.6MHz基本帧长 5ms多址方式 CDMA+TDMA+SDMA话音业务 8/12.2kps数据业务 移动环境下可达到384kbps非对称业务可达到2Mbps功率控

13、制 闭环功率控制和开环功率控制调制方式 QPSK切换方式 接力切换第一章 前言§1.2软件无线电的概念软件无线电的基本思想是以一个通用、标准、模块化的硬件平台为依托，通过软件编程来实现无线电台的各种功能，从基于硬件、面向用途的电台设计方法中解放出来。由于技术的变化和应用的扩展，有关软件无线电的概念、结构实现、用途等都在发展之中，目前还很难给出一个严格而全面的定义。但是根据大多数专家的理解，可以这样定义：软件无线电是将模块化、标准化的硬件单元以总线方式连接构成基本平台，并通过软件加载实现各种无线通信功能的一种开放式体系结构。软件无线电的核心思想是：1ADC 和DAC 尽可能靠近天线。2

14、用软件来完成尽可能多的无线电功能。软件无线电的主要特点可以归纳如下：具有很强的灵活性软件无线电可以通过增加软件模块，很容易增加新的功能。具有较强的开放性软件无线电由于采用了标准化、模块化的结构，其硬件可以随着器件和技术的发展而更新或扩展，软件也可以随需要而不断升级软件无线电结构形式有三种：射频低通采样软件无线电结构、射频直接带通采样软件无线电结构和中频带通软件无线电结构。目前，由于A/D和D/A技术的限制，只有中频带通软件无线电结构，即数字中频结构可以实现。数字中频结构与传统的超外差无线电台收发信机结构是类似的，二者的本质区别是中频带宽不一样，传统的收发信机中频带宽为窄带结构。由于中频带宽不仅

15、使前端电路的设计得以简化，信号经过接收通道后的失真也小，而且与常规超外差电台相比，这种宽带中频结构再配以后续的数字化处理，使其具有更好的波形适应性、信号带宽适应性以及可扩展性。数字中频结构是上述三种结构中最容易实现的，对器件的性能要求最低，但它离理想的软件无线电的要求还有一定的距离。数字中频并没有实现完全意义上的软件无线电，但是它是朝着软件无线电结构形式发展而来的。数字中频技术的应用范围很广，除了可以应用在基站的收发信机中，在其他很多领域中都可以应用。如在信号源或者信号频谱分析仪中，应用数字中频可以达到更好的性能；数字中频可以应用于信息化家电中、雷达系统中等等。以后的技术如果使器件耗电量和尺寸

16、都很小的情况下，数字中频甚至可以应用在终端系统中。数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现§1.3数字中频的优点传统的超外差结构的射频接收机和发射机如图1-1所示： 图1-1 传统的射频收发信机接收机中，第一个射频带通滤波器主要抑制带外杂散信号。中频滤波器主要作用是提取有用的信号而抑制其他的干扰信号。第一个放大器是低噪声放大器，后面的相应的是中频放大器。发射机中，射频前端的滤波器主要抑制本系统产生的杂散。中频的滤波器主要用于抑制由D/A变换器和中频混频器所引起的镜像。射频放大器将信号放大到相应电平。以上收发信机的设计采用二中频的收发信机，放大器、混频器和滤波器之间应该保

17、持良好的阻抗匹配，保证信号有效的传输。由于模拟器件的一致性不是很好，传统的收发信机主要有以下几方面的缺点： I/Q信号幅度不平衡第一章 前言幅度不平衡是由于I/Q是两路经过各自独立的信道进行处理所引起的；幅度不平衡引起信号失真，如图1-2所示。 图1-2 I/Q信号幅度不平衡引起的失真I/Q信号相位不平衡I/Q信号相位不平衡是由中频本振信号正交性不好所导致的。I/Q信号相位不平衡也会引起信号失真，如图1-3所示。 图1-3 I/Q信号相位不平衡引起的失真由于I/Q两路信号的时延不同而引起的判决点误差，从而影响信号的性能。该类错误如图1-4所示。数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和

18、实现 图1-4 I/Q时延不同引起失真采用数字中频的收发信机的结构如图1-5所示： 图1-5 采用数字中频的射频收发信机第一章 前言数字中频结构与传统的超外差无线电台收发信机的结构的主要差别：1接收端ADC 直接对中频信号进行采样，采样后由数字下变频器进行I/Q解调、抽取、滤波，然后送往基带处理。2发送端，基带信号经过内插、滤波、I/Q调制后，进行D/A变换，变成中频模拟信号。这种结构与传统的超外差无线电台收发信机的结构类似，但这种结构从性能上将会有质的的飞跃。数字中频结构的收发信机主要有以下几个方面的优点：减少了收发信机中的模拟器件，有效的避免I/Q信号幅度不平衡、相位不平衡；同时，减少收发

19、信机的模拟器件，也就减少温度漂移等不良影响，增加系统的可靠性和一致性；减少模拟器件还利于设计过程中PCB 板的布线，以及射频收发信机的调试。简化收发信机设计。随着技术水平的发展，中频频率会越来越高，射频前端的压力将会减小。中频处理将使用数字器件，有利于高度集成。数字中频结构的收发信机中，多个信道共用射频前端，降低了基站费用。如图1-6，传统的无线电收发系统中，每个信道使用一部收发信机。而使用数字中频的接收系统多个信道共享射频前端与高速ADC 或DAC ；这就降低了基站费用，带来了很好的经济效益。中频模块有很强的灵活性和开放性。 （2）数字中频接收系统图1-6 数字中频结构的收发信机降低基站费用

20、数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现§1.4数字中频的关键技术数字中频技术是近几年来发展起来的新兴技术，对它的研究还处于起步阶段，许多技术问题需要解决。其中关键的技术有以下几个方面。1ADC 和DAC在数字中频应用中，模数转换器（ADC ）和数模转换器（DAC ）的性能有相应要求。对它们的要求主要包括采样速率和采样精度。为了保证宽带信号传输不失真，采样率和采样精度保证信号尽量的减小失真，保证动态范围。2数字下变频器（DDC ）数字下变频器是A/D变换后的数字信号处理器件。主要功能是完成I/Q信号解调，并且对数字信号进行抽取、滤波。数字下变频器输出的信号送由基带进行处

21、理。3数字上变频器（DUC ）数字上变频器主要对基带的数字信号进行内插、滤波，并且进行I/Q调制；其输出的信号将直接进行D/A变换。§1.5论文内容本课题是以大唐移动公司基站事业部TD-SCDMA Node B中的收发信机的设计为背景进行的。经过近两年的研究和开发，数字中频模块已经实现，并且进行了详细的测试；与射频模块集成后的第一版本的射频收发信机测试已经结束，根据第一版的测试结果进行了第二板的设计，目前正在调试、测试。Node B将于2003年中通过黑箱测试。课题研究阶段，主要的工作有：根据3GPP 协议和TD-SCDMA 基站系统收发信机硬件设计规范，分析数字中频各个关键器件的指

22、标，并且根据这些指标评估、选取数字中频模块关键芯片。数字上、下变频器中脉冲成形滤波器（根升余弦滤波器）的设计，以及多级抽取或内插的设计。数字中频电路实现。包括原理图设计、PCB 设计、软件配置程序和硬件调试。 收发信机第一版集成数字中频部分原理图设计、PCB 设计。数字中频单模块的测试以及收/发信机第一板集成性能测试。论文共六章，每部分的主要内容如下：第一章 前言主要介绍当前移动通信发展的概况、射频收发信机中采用数字中频的优点和第一章 前言数字中频的关键技术等。第二章 数字中频的理论基础信号采样理论、多抽样率数字信号处理是数字中频的理论基础，此外还介绍了一些常用在数字中频中的高效率滤波器以及脉

23、冲成形滤波器。第三章 数字中频指标分析介绍数字中频在TD-SCDMA 基站系统中的应用。根据3GPP 协议和收发信机硬件设计规范，提出了数字中频中相关器件性能指标要求。本章是选取器件的基础，也是调试和测试的依据。第四章 数字中频电路实现根据第三章的结果选取关键器件，并介绍了电路实现中一些关键问题的考虑，最终完成数字中频电路的设计。第五章 数字中频模块的测试和联调详细的介绍数字中频模块测试以及与射频前端联调测试结果。第六章 结论和下一步改进的建议根据测试的结果得出结论，并且给出下一步改进的建议。本章还讨论了实现软件无线电所面临的技术挑战。数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现第二

24、章 数字中频的理论基础数字中频技术是一种以现代通信理论为基础，以数字信号处理为核心，以微电子技术为支撑的新的通信体系结构。本章主要讨论了以下内容：1信号采样理论。2多抽样率信号处理理论，包括抽取和内插。3高效率的数字滤波器。4根升余弦滤波器和升余弦滤波器。§2.1信号采样理论数字中频首先面临的问题就是如何对中频的模拟信号进行数字化以及如何将数字信号变成中频的模拟信号。本节中讨论了采样定理，这是数字中频技术中最基本，也是最关键的问题。设有一个频率带限信号x (t ，其频带限制在（0，f H ）内，如果以不小于f s =2f H称为采样间隔），则原信号x (t 将被采样值x (n 完全确

25、定。 的采样速率对x (t 进行等间隔采样，得到时间离散的采样信号x (n =x (nT s （其中，T s =f sNyquist 采样定理只讨论了其频谱分布在（0，f H ）上的基带信号的采样问题，如果信号的频率分布在某一有限的频带内（f L ，f H ）上时，那么如何对这样的带限信号进行采样呢？当然，根据Nyquist 采样定理，仍然可以按f s 2f H 的采样速率来进行采样。但是人们很快就会想到，当f s >>f H f L 时，也就是当信号的最高频率f H 远远大于其信号带宽 B 时，如果仍然按照Nyquist 采样速率来采样的话，则其采样频率会很高，以致很难实现，或者

26、后处理的速度也满足不了要求。由于带通信号本身的带宽并不一定很宽，那么自然想到用比较低的速率来采样。带通取样定理：设一个频率带限信号x (t ，其频带限制在（f L ，f H ）内，如果其采样速率f s 满足：f s =2(f L +f H （2-1） 2n +1第二章 数字中频的理论基础式中，n 取能满足f s 2(f H f L 的最大正整数（0,1,2,），则用f s 进行等间隔采样所得到的信号采样值能准确的确定原信号x (t 。公式（2-1）使得载波中心频率在Nyquist 区域的中心位置，以减轻抗混迭滤波器的要求。值得注意的是，上述带通采样定理的前提条件是：只允许在其中一个频带上存在信

27、号，而不允许在不同的频带上同时存在信号，否则将会引起信号混迭。以高于信号带宽两倍的速率进行采样称为过采样。比如，一个信号带宽为5MHz ，10MHz 的抽样速率就足够了，高于该频率的取样称为过采样。过采样是一个非常重要的功能，因为它能在数字域内给接收到的信号的信噪比带来增益。在任何的数字化的过程中，采样速率越快，量化噪声电平就会越低。因为量化噪声分布在更宽的频带内，而总的噪声是一定的。A/D变换器的信噪比，可以由下式来计算SNR =6. 02N +1. 76+10log 10SNR ：信噪比N ：ADC 的位数F s ：ADC 采样时钟的频率f BW ：信号带宽 F s （2-2） 2f BW

28、从公式（2-2）可以看出，如果采样速率提高一倍的话，ADC 的SNR 将会提高3dB 。欠采样是指采样速率低于实际信号频率的一半。比如说，以13MHz 的采样频率对一个70MHz 的信号进行采样，就属于欠采样。欠采样很重要，因为它除了数字化的功能以外，还有一个非常类似于混频的功能。当一个信号被欠采样时，基带或者说第一个Naquist 区内就会出现数字信号，就好像被采样的信号原来就在第一个Naquist 区一样。比如以13MHz 的采样频率对一个70MHz 的信号进行采样，在5MHz 的地方将会出现一个信号。计算基带内出现信号因为A/D变换会将信号的所有信息折回到的频率可以使用计算式f sign

29、al mod f samplerate 。第一个Naquist 区，所以，当f signal mod f samplerate >f samplerate 2时，要使用计算式数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现f samplerate f signal mod f samplerate 将信号折回到第一个Naquist 区。 §2.2多抽样率信号处理3在一个数字信号处理系统中有时需要不同的抽样率，这样做的目的是为了系统中各处需要不同的抽样率，以利于信号的处理、编码、传输和存储，有时则是为了节省计算工作量。在抽样率满足抽样定理的前提下，从概念上讲，我们可以想将以

30、某一抽样率f 1得到的抽样信号经过D/A变换变成模拟信号，然后再经过A/D变换用另一个抽样率f 2进行抽样，这样就可以改变抽样率。上述步骤可以用图2-1表示。如果这样做，由于D/A 、A/D变换器不是很理想，会引起很大的失真。而且这个过程还要经过两次变换，会大大增加系统的费用。实际上我们可以用简单的数字信号处理的方法来实现抽样率的转换。 图2-1 使用D/A 和 A/D 完成速率转换 使抽样速率降低的抽样率转换称为抽取，也称为抽样率压缩。使抽样速率升高的抽样率转换称为内插，也称为抽样率扩张。抽取和内插可以是整数倍的，也可以是分数倍的。注：由于FIR 滤波器不理想，图中y (n 2T 2的波形会

31、存在失真。图2-2 内插的实现示意图整数倍内插是先在已知的抽样序列x (n 1T 1的两个相邻抽样点之间等间距的插入第二章 数字中频的理论基础I-1个0值点，然后进行低通滤波，即可得到抽样序列x (n 1T 1的I 倍内插的结果。这里的I 为大于1的整数，称为内插因子。图2-2是一个内插因子为4的内插的过程。频域解释设x (n 1T 1和y (n 2T 2分别为抽样时间间隔T 1 （对应频率为f s ）和T 2 (对应频率为f s 1 对x (t 进行抽样得到的信号，则它们的傅立叶变换X e jw 1和Y e jw 2如图2-3所jw 1jw 2jw 1j T 1(示。X (e 和Y (e 都

32、是周期函数。如果用真实角频率表示，则X (e =X (e ，其周期为期为其周期为=2/T =2f ；同理，Y (e =Y (esa 11(j T 2sjw 2sa 2=22=I =I sa 1。 T 2T 1图2-3 x图2-2中，v (n 2T 2可以用x (n 1T 1表示如下：(n 1T 1，y (n T 和X (e ，Y (e 22jw 1jw 2T 1. x n 2 , 当n 2=0, ±I , ±2I ，（2-3） v (n 2T 2= I其它 0于是，V e(=v (n T ej 222n 2=j 2n 2n 2T 1 j T 1I 1（2-4） =x en

33、2= In由于，n 2=n 1，所以 I数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现V e(=x (n T ej 211j T 1n 1=X e j 1 （2-5）(n 1=可见V e j 2和X e j 1的频谱是相同的，只不过X e j 1是以sa 1=(2为周期，而T 1V e j 2是以sa 2=(2为周期罢了。V e j 2和X e j 1如图2-4所示。 T 2(和X (e 图2-4中的V (e 和图2-3中的Y (e 相比较，多出了从图2-4 V ej 2j 1j 2j 2c到sa 2c 之间的部分。这部分频谱好像是在=c 处树立了一面镜子，在镜子里现出来的频谱，所以称

34、这部分频谱为镜像。现在可以看出从V e j 2得到Y e j 2并不困难，只需将V e j 2通过以c 为通带边缘频率的低通滤波器即可。这个低通滤波器的理想频率响应的幅值如图2-5所示。滤波器可以用FIR 线性相位形式，设计的方法可以使用等波纹最佳逼近法或窗函数法。(图2-5 低通滤波器的理想幅频特性内插器的输入、输出关系 根据图2-2，有第二章 数字中频的理论基础y (n 2T 2=因为r =v (rT h (n T222rT 2 （2-6）T 1. x r =x (n 1T 1, 当n 2=0, ±I , ±2I ，( （2-7） v rT 2= I其它 0所以：y (

35、n 2T 2=n 1=x (n T h (n T1122n 1T 1 （2-8）式（2-8）是内插器的输入、输出在时域中的关系。再看频域中的关系：Y e j 2=V e j 2H e j 2=X e j 1H e j 2=X e j 2I H e j 2 （2-9）内插滤波器设计 1. 直接形式假设内插前数字信号的抽样速率为f s ，内插后数字信号的抽样速率为f s 1。理想的内插滤波器是一个低通滤波器。这个低通滤波器的幅频特性如图2-5所示。其中：(f s f s 1c =2=222I归一化的角频率为：c = c =1I f s 实际的应用中，可以使用以下方法得到有限阶数的FIR 滤波器来近

36、似的模拟理想的低通滤波器。矩形窗法低通滤波器的脉冲响应可以由傅立叶反变换得到（假设图2-5中，低通滤波器的通带增益为L ）：1h (k =21j k(=H e d 2Lej kd =sin k( （2-10）将得到的h (k 截短，也就是将h (k 与矩形窗相乘，即可得到有限阶数的FIR 滤波器。h (k =sin (, M /2k M /21 （2-11）其中：M 为滤波器的阶数数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现将公式（2-11）中表达的滤波器延迟M/2个时间间隔后，即刻得到一个因果的滤波器。k Msinh (k =k (, k =0, 1, 2,. M 1 （2-12）

37、加权窗法也就是将由傅立叶反变换得到的h (k 与一定长度的窗函数相乘，并且进行延迟。常用的窗函数有海宁窗、凯泽窗等。(k M /2 sin ×w (k M /2h (k = 频率取样法对滤波器的频率响应进行抽样，使得每个周期有N 个抽样值。抽样后得到频率响应为H d （K ），对H d （K ）进行IDFT 变换即可得到滤波器的脉冲响应。 2多相形式 图 2-6 内插的实现, k =0, 1, 2,. IM 1(2-13）图2-6中，低速率信号间x (n 1T 1的插值信号的值，也就是高速率信号y (n 2T 2在时刻n 2=nI +i, i =0, 1, 2. I 1的值，是由下式

38、来计算的。IMy up (n +i =k =IMh (k xL 1up(nI +i k , i =0, 1,. I 1 （2-14）将k =lI +j 带入式（2-14），可以得到：y up (n +i =l =Mh (lI +j xj =0M 1up(nI +i lI j （2-15）定义多相滤波器的子滤波器为：h i (l =h (lI +i M k M 1 （2-16） 于是有：y up (nI +i =又因为：l =M j =0h (l xiM I 1up(nI +i lI j （2-17）第二章 数字中频的理论基础x up (nI +i lI j =0于是，式（2-17）可以写成：i

39、f i jy up (nI +i =l =Mh (l x (n l （2-18）iM所以内插的数据y up (nI +i 可以由第i 个多相子滤波器h i (l 计算出来。h i (l 的长度是2M ，并且低速率信号x (n 进行计算。这样做的好处是，降低了计算量。在使用直接滤波器的计算I 个内插的值，要做2I 2M 次乘法，而使用多相滤波器仅需要2IM 次乘法。内插系数为四的多相滤波器的实现由图2-7示出： 图2-7内插因子为4的多相滤波器的结构形式当信号的抽样数据量太大时，为了减少数据量以便于处理和计算，我们把抽样数据每隔D-1个取一个，这里的D 是一个整数。这样的抽取称为整数倍抽取，D

40、称为抽取因子。例如一个序列x (n 1T 1，其抽样周期（或者称为抽样时间间隔）为T 1，单位为秒，相应的抽样率f s =统可以由下图表示1，由于每隔D 个T 1抽取一个数据，所以T 2=DT 1。这个系T 1数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现 图2-8 数字信号的抽取它表示序列x (n 1T 1经过抽取得出y (n 2T 2。如果用符号表示则如图2-8的b 表示。图中D 表示抽样率降低为原来的D ，D 为Decimation 的第一个字母，表示抽取。图中的（c ）和（d ）分别表示x (n 1T 1和y (n 2T 2序列。其中n 1和n 2分别为x (n 1T 1和y

41、(n 2T 2序列的序号，于是有：当n 2=n 1D 时，有y (n 2T 2=x (n 1T 1。以上是在时域中讨论整数倍抽取是怎样进行的。抽取看起来好像极为简单，只要拟信号x (t 的抽样信号，则x (t 与x n 1T 1的傅立叶变换X (j 与X e j T 1分别是 每隔D-1个抽样抽取一个就行了。其实问题并不是如此简单，因为如果x n 1T 1是模y (n 2T 2=x (n 2DT 1(X (j =X ex (t e j t dt （2-19）j T 1n 1(j T 1=x (n T e11（2-20）n 1=而X (j 与X e j T 1的关系是：X e(j T 11=T

42、12X j jk （2-21）T k = 1式中=2f ，f 为频率变量，单位为Hz 。 如果定义 1=T 1=2(f f s 则式（2-21）可以写成：电信科学技术研究院硕士学位论文 -17-第二章 数字中频的理论基础X e(j 11=T 1k =X (j jk sa 1（2-22）2，单位为弧度每秒。 T 1式中，1称为归一化角频率，单位为弧度；sa 1=(满足抽样定理的条件下，X (e 的频谱在2j 1因为这里讨论的x (t 为一般的非周期连续时间函数，所以X (j 是连续频率的非周期函数。抽样后x (t 变为x n 1T 1，其傅立叶变换X e j 1为连续频率的周期函数。在sa 1(

43、到sa 1范围内与X (j 相似（差一2，并且没有混迭现象，如图2-9所示。但是如果将抽样频率降低D 个比例常数）1倍，即T 2=DT 1，比如说D 4，得到y (n 2T 2，则频域中的情况如图2-9所示。图中，y (n 2T 2为对x n 1T 1抽取的结果，Y e j 2为y (n 2T 2的傅立叶变换。Y e j 2的(图2-9 x (t , x n 1T 1和它们的傅立叶变换(图2-10 抽取后的信号y (n 2T 2及其傅立叶变换Y e周期sa 2=221=sa 1T 2DT 1D(1。这就是说Y (e 的周期是X (e 周期的。Y (e 中Dj 2j 2j 1j 2的2=T 2=

44、T 1D =1D 。从图2-10看Y e j 2是有混迭的。这样就无法从y (n 2T 2中恢复出x n 1T 1来。所以随意对x n 1T 1进行抽取是不行的。只有在抽取之后的抽样率电信科学技术研究院硕士学位论文 -18-(数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现仍然符合抽样定理的要求时才能恢复出原来的信号x (t 来，否则就必须另外采取措施。通常采取的措施是抗混迭滤波。所谓抗混迭滤波就是在抽取之前，对信号进行低通滤波把信号的频带限制在2以下。这时抽取系统的框图应如图2-11所示。 2图2-11带有抗混迭滤波器的抽取框图.图中，h (n 1T 1为抗混迭滤波器，它的输出v (n

45、 1T 1的最高频率已经被h (n 1T 1限制在sa 2 sa 1= 以下。图2-11中各点的信号在时域和频域中的示意图如下图所示。 2 2D图2-12信号抽取前后时域、频域示意图(中恢复出X (e 的低频部分。j 1这种办法虽然把x n 1T 1中的高频部分损失掉了，但是由于抽取后避免了混迭，所(以在Y e j 2中仍然完好的保留了X e j 1中的低频部分。在信号恢复时，可以从Y e j 2(§2.3数字中频中常用的数字滤波器积分梳状滤波器是指该滤波器的冲激响应具有以下形式：1 0n D 1h (n = （2-23）0其他 式（2-23）中，D 即为CIC 滤波器的阶数（在抽取

46、滤波器中为，抽取因子；内插电信科学技术研究院硕士学位论文 -19-第二章 数字中频的理论基础滤波器中为内插因子），根据Z 变换的定义，CIC 滤波器的Z 变换为：H (z =h (n zn =0D 1n1z D 1(=1z D 1z 1z=H 1(z H 2(z 式中11z 1H 2(z =1z D H 1(z =它的实现框图如图2-13所示，由图可见，CIC 滤波器由两部分组成，积分器H 1(z和梳状滤波器的H 2(z的级联 图2-13 一阶CIC 抽取滤波器实现示意图内插或抽取系数为8的单阶CIC 滤波器的幅频特性如图2-14所示：图2-14 单阶CIC 滤波器的幅频特性称(02的区间为C

47、IC 滤波器的主瓣，而其他区间为旁瓣，由图可见随着频率8的增大，旁瓣电平不断减小，其中，第一旁瓣的电平比主瓣的电平衰减13.46dB 。可见单级CIC 滤波器的阻带衰减很差，一般难以满足要求。为了降低旁瓣电平可以采用多级的CIC 滤波器。使用Q 级的CIC 实现时的频率响应为：D Q H (e j =D Q Sa Q Sa2 2图2-15为抽取系数或内插系数为8的五级的CIC 滤波器的幅频特性曲线（dB 表示）电信科学技术研究院硕士学位论文 -20-数字中频技术在TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现 图2-15 5阶CIC 滤波器幅频特性可见第一旁瓣的电平比主瓣的电平衰减了大概68dB 左

48、右；基本可以满足在抽取或内插的过程中抑制旁瓣的要求。半带滤波器在多抽样率信号处理中有着特别重要的位置，因为这种滤波器的特别适合于实现2的幂次方倍的抽取或内插，而且效率特别高，实时性强。所谓半带滤波器是指其频率响应满足以下关系的FIR 滤波器。A =cs =p =或者说半带滤波器的阻带宽度和通带宽度c 是相等的，且通带阻带的波纹也相等。可以证明半带滤波器具有以下性质H (e j =1H (e j (H (e j pi 2=0. 5 h (k =1k =0k =±2, ±4,.也就是说半带滤波器的冲激响应h(k除了零点不为0之外，其余偶数点全为0，所以采用半带滤波器来实现取样率

49、变换时，只需要一般的计算量，有很高的效率。特别适用于实时处理。电信科学技术研究院硕士学位论文 -21-第二章 数字中频的理论基础在一定发送信号功率的情况下，使接收端的信噪比最大，发送和接收匹配滤波器应该满足：H T (f =H R (f =H f （2-24）式（2-24）中，H (f 为所要求的成形滤波器的传递函数，H T (f 和H R (f 分别是发送和接收滤波器的传递函数，两者的合成特性是码间干扰为0，且频谱集中在传输频带内。一般地，H (f 采用升余弦滚降函数，则发送和接收滤波器的频域响应H T (f 和H R (f 为：T T 1+sin H T (f =H R (f = 2f2

50、T 20 以得出冲激h T (t 和h R (t 。0f (112T f (12T(1+ （2-25）2T其他式（2-25）中，为滚降系数(01，T 为码元间隔。根据H T (f 和H R (f 可理论上，h T (t 和h R (t 是时域无限的，而实际应用中，通常对h T (t 和h R (t 进行截断，这就将造成以下三点影响：3H T (f 和H R (f 过渡带与理想的有差异。数字中频应用中，两个滤波器都将是数字滤波器，加大滤波器的阶数可以减少截断带来的影响。2H T (f 和H R (f 的通带产生纹波。1H T (f 和H R (f 产生拖尾，引起频谱泄漏。数字中频技术在TD-SC

51、DMA 基站系统中的应用和实现第三章 数字中频指标分析TD-SCDMA 基站系统的射频系统主要由室内的射频收发信机模块RFTRXU （Radio Frequency Transceiver Unit）和室外的天线子系统AS （Antenna Subsystem）组成。RFTRXU 主要由以下部分组成：双路射频发信机模块RFDTXM （Radio Frequency Double Transmitter Module） 双路射频收信机模块RFDRXM （Radio Frequency Double Receiver Module） 主板RFTRXB ：Radio Frequency Transc

52、eiver Base Board） 电源模块PSU （RF Power Supply Unit）数字中频处理模块为RFDTX 模块和RFDRX 模块的一部分。其在射频通道上的位置可参照图3-1： ASDSP图3-1 RFTRXU中数字中频模块位置示意图RFDTXM 由数字上变频电路和射频发射机组成；RFDRXM 由射频接收机和数字下变频电路组成。数字上变频电路对基带数字信号进行脉冲成形、滤波、将基带信号转换成中频信号。数字上变频模块的主要器件包括DUC 和DAC 。DUC 的主要功能如下：将基带低速的I/Q数字信号进行内插、滤波，变成高速的数字信号 将高速I/Q数字信号通过NCO 进行调制 实

53、现RRC 脉冲成形滤波DUC 输出的信号经过D/A变换后，变成模拟中频信号。模拟中频信号经过射频第三章 数字中频指标分析前端处理送往天线子系统。DUC 中的中频频率、脉冲成形滤波器和内插系数等可以通过软件进行重新配置。 数字下变频电路由ADC 和DDC 组成。经A/D变换后的数字信号经过DDC 处理，将中频信号转换为基带数字信号。DDC 的主要功能如下：将数字中频信号与NCO 混频，解调为I/Q两路基带信号 将高速数字信号进行滤波、抽取，得到低速的I/Q信号 实现RRC 脉冲成形滤波 抑制带外信号§3.1数字中频各部分指标分析对模拟中频信号进行A/D变换，是数字下变频的核心思想，选择高性能、合适的ADC 是保证整个系统性能的基础。数字下变频要求ADC 除了要有高采样率外，还要求有大的动态范围。 衡量ADC 主要性能指标有：ADC 的转换位数、SFDR 、SNR 、采样速率、ENOB 以及THD 等。其中，SNR 和SFDR 是两个关键的指标。 SNR 13SNR 定义为：信号的均方根值（RMS ）与其