基于新型器件STIL的浪涌电流限制电路

1、基于新型器件STIL的浪涌电流限制电路(ICLC)设计作者：毛兴武 文章加入时间：2005年9月7日13:27:36 摘要：介绍了离线电源变换器新型浪涌电流限制器STIL的基本结构和工作原理，给出了在PFC升压变换器中的应用电路及电源前端元件和STIL驱动器电路的设计方法。 关键词：浪涌电流限制器；驱动电路；设计 引言 在AC/DC电源变换器启动期间，由于大容量电容器充电，会产生一个比系统正常工作电流高几倍乃至50倍的浪涌电流。如果对浪涌电流不加以限制，在主电源上会产生一个较大的电压降落，影响连接在同一电源网络中设备的工作，并会烧毁输入线路上的保险丝。 

2、为了限制浪涌电流强度，传统的解决方案主要有两种：一种是在较低功率的电源系统桥式整流器之前，串接单独的阻抗元件，如浪涌限制电阻或NTC热敏电阻；另一种是使用SCR、Triac和继电器等通路元件或半可控整流桥（HCRB），当变换器启动时电容器一被充电，通过通路元件去短路串联阻抗元件，以减小功率损耗。不论是采用哪一种方法，都有其缺点，或者是尺寸较大，或者是功率损耗较大，或者是响应速度较慢，或者是抗干扰能力较差。 意法半导体（ST）公司基于ICRB拓扑结构并采用ASDTM专门工艺制造的STIL系列器件，是一种新型的浪涌电流限制器，具有低功耗、抗扰性强和可靠性高等优点。1 STIL的基本结构、

3、工作原理和主要电气特性 浪涌电流限制器STIL是基于HCRB制作的，内部结构主要包括两个非敏感单向功率开关及其驱动器电路，与桥式整流器并联使用。图1示出了STIL的基本结构及其在电源变换器应用中的连接。 在系统启动期间，STIL中的两个单向开关是断开的。浪涌电流通过二极管桥式整流和浪涌电阻Ri（通常为NTC热敏元件）。随着主电源变换器导通，与电源变压器（或PFC变换器件升压电感器）耦合在一起的辅助电源被启动，为STIL中的两个开关提供足够的能量使其接通。在正常状态下，桥式整流器中只有2只二极管和两个单向开关去整流AC线路电流。 STIL主要包含STIL02和STI

4、L04两种型号，其通态输出电流Iout(AV)分别为2A和4A（当结温Tj=150时），两种器件断态正向/反向电压均为700V，动态电压上升率dv/dt>500V/s，驱动器触发电流最大值Ipt(max)=10mA，触发电压VD(pt)典型值为0.85V，开关门限直接电压Vto=0.7V（典型值），动态直接电阻Rd=70m（典型值），正向压降VF典型值为0.9V，总反向漏电流Ik<300A。 2 应用电路与设计 2.1 在PFC预变换器中的应用电路 STIL在以L6561作为功率因数控制器的功率因数校正（PFC）预变换器中的应用电路如图2所示。其中，S

5、TIL、NTC（热敏电阻）、PFC升压电感器（L1）的附加绕组N2、二极管D1与D2、电容C1和C2及C3、电阻R1与R2等，组成PFC升压变换器的浪涌电流限制电路（ICLC）。    在系统启动期间，STIL中的两个单向开关是断开的，浪涌电流通过二极管桥式整流、NTC（R4）和二极管D3对PFC输出电容C7充电（跟随桥式整流器的小电容C6仅用作高频旁路，不影响浪涌电流）。一旦PFC预变换器导通，与主电感器L1耦合在一起的辅助电源为STIL中的两个功率开关提供需要的能量使其接通，AC线路电流经STIL和桥式整流底部的2只二极管整流，R4中不再有电流通过，故减小了其

6、功率损耗，有利于提高系统效率。一旦AC线路输入中断，PFC变换器和STIL的辅助电源截止，电容C7放电，STIL的两个开关断开。当AC线路恢复时，两个开关仍然断开，浪涌电流对C7重新充电，并被R4限制。当C7充电结束PFC电路进入正常运行时，STIL中的两个开关接通。 2.2 设计方法 假设PFC升压变换器的主要技术规格为： 最大输出功率Pout(max)=85W； DC稳压输出电压Vout=400V； 最低AC线路输入电压Vin(min)=85V； 最高AC线路输入电压Vin(max)=264V； 系统效率=0.8；

7、60;峰值浪涌电流Ipeak30A； 最大开关频率fs(max)=350kHz； 升压电感器L1电感值L=850H。 根据这些技术参数和STIL的电气性能，可以对功率元器件和STIL驱动电路元件进行选择。 2.2.1 功率元器件的选择 1）NTC热敏电阻（R4） R4在系统启动期间用以限制浪涌电流，在稳态下被STIL短路。R4可用式（1）计算，即  对于220V的AC额定输入电压，由于Ipeak=30A，则R4=10。 2）STIL器件 由于PFC升压变换器能在AC线路输入端产 生一个

8、正弦波电流，故最大输出平均电流可由 式（2）确定，即  将Pout(max)=85W，=0.8和Vin(RMS)(min)=85V 代入式（2），得Iout(AV)(max)=0.91A。由于STIL02的平均输出电流为2A，故可选用STIL02作为浪涌电流限制器。 3）桥式整流二极管 PFC进入稳压工作后，桥式整流器中只有底部的2只二极管工作。通过二极管的最大平均电流与流过STIL02的最大输出电流（0.91A）相同。整流二极管的平均电流必须高于Iout(AV)(max)，考虑到留有足够的余量，可选用正向电流为4A的整流二极管。&#

9、160;PFC升压变换器必须符合IEC6100045电磁兼容（EMC）标准。当在AC线路输入电压上施加一个2kV的浪涌瞬时电压时，施加到桥式二极管上的快速瞬态过电压（FTO）达694V。因此，整流二极管的重复峰值反向电压应当高于该数值，可选择800V。 4）输入保险丝（Fu） 在稳压条件下，通过保险丝的最大电流发生于最低AC线路电压下。其数值为：I=(Pout(max)/)/Vin(RMS)(min)=(85W/0.8)/85V=1.25A。仅在电流过载期间，保险丝才会熔断。在浪涌期间，所承受的电流由标准（300A/8/20s）确定。则选择保险丝的额定电流可为6.3A。&#

10、160;2.2.2 STIL02驱动器电路元件的选择 由L6561控制的有源PFC预调节器工作在临界模式。升压电感器数值L=850H，在采用THOMSONCSFB1ET2910A（ETD29mm×16mm×10mm）或OREGA473201A8磁芯（气隙长度为1.25mm）时，初级线圈绕组（采用10×0.2mm绞合线）N1=90T。 1）辅助绕组匝数N2的确定升压电感器辅助绕组匝数N2可利用式（3）来计算，即  式中：k=5，用作减小电容器C3两端的纹波电压； Vout=400V，Vpt(max)=VDC(pt1)

11、(max)=1V，二极管D1的正向压降VD1=VD2=0.7V。 根据式（3），N2=2.62T，选择N2=3T。 2）计算电容C1和C2的容值 PFC升压变换器在通用的AC85265V输入电压下工作，电容C1和C2的容值由式（4）确定，即 将相关数据代入式（4），得C1=C2=210nF。考虑到±20的离差，可选择C1=C2=330nF。 3）计算电阻R3的数值 PFC升压变换器在临界模式下操作，开关频率不是固定的，而是变化的。R3的阻值选择应保证在最高开关频率（350kHz）时充分充电，所以，R3的电阻值应尽量小一些。在

12、AC线路电压过零附近，开关频率最高。R3的选择可由式（5）确定，即  将C1=330nF和fs(max)=350kHz代入式（5）得R3=0.29，选择R3=0.33的标准电阻。 4）R1和R2的选择 R1和R2用作平衡STIL02两个单向开关的引导控制电流。R1和R2不应超过式（6）确定数值，即 将已知数据代入式（6）得R1=R2=854，选择R1=R2=820。 5）电容器C3的选择 当PFC电路在AC线路电压接近零时大约 1ms的时间内不工作时，要求C3仍能为STIL02提供足够的能量，则C3应不低于式（7）

13、确定的容值，即 式中：死区时间tdead=1ms。 根据式（7）计算的结果，C38.2F。 当AC线路电压过低持续时间tbrownout结束之前，为激活浪涌电流限制功能，STIL02中的开关应当断开。这就要求C3容值应不超过式（8）确定的数值，即  通常选择tbrownout=20ns。由于R1=820，C1=220nF，因此C316F。 根据式（7）和式（8）计算的结果，可以选择C3=10F，便可以满足tdead和tbrownout两个条件。 6）二极管D1和D2的选择 二极管D1和D2通过的电流都较小，所施加的反向电压也不高，选择BA149足可以满足要求。 3 结语 基于半可控整流桥（HCRB）拓扑结构的STIL器件，与NTC热敏元件等组成浪涌电流限制电路（ICLC）具有诸多优点。事实上，STIL中的单向开关，是采用专门ASDTM工艺集成的高性能SCR，在其控制极电流（Igt）、dv/dt和反向