第四章模拟调制系统

第四章模拟调制系统第一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五§4.1调制的概念一、调制的概念所谓调制，就是按调制信号的变化规律去改变载波某些参数的过程。通常，调制可以分为模拟（连续）调制和数字调制两种方式。调制涉及两个输入信号和一个输出信号；在通信系统的发送端通常需要有调制过程，而在接收端则需要有调制的反过程——解调过程。第二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五两个输入信号为：基带信号(调制信号)m(t)：包含信息的原始信号，具有较低的频谱分量，在许多信道中不适宜直接传输。载波信号(被调制信号)c(t)：参数受调制信号控制、用来承载信息的特定信号。一个输出信号为在信道中传输的已调信号sm(t)。第三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五二、调制的作用1进行频谱搬移，把调制信号的频谱搬移到所希望的位置上，从而将调制信号转换成适合于信道传输已调信号2实现信道多路复用，提高系统的传输有郊性3通过选择不同的调制方式改善系统传输的可靠性。第四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五三、调制的分类

1．按照调制信号m(t)分模拟调制：在模拟调制中，调制信号的取值是连续的。数字调制：数字调制中，调制信号的取值为离散的。2．按照载波信号c(t)分正弦调制C(t)=cosωct为连续正弦波。脉冲调制C(t)为脉冲周期信号。第五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五3.结合调制信号不同情况组合出四种，即（1）模拟调制m(t)为模拟信号，AM、DSB、SSB、VSB、FM、PM（2）数字调制m(t)为数字信号，ASK、FSK、PSK等。正弦调制（1）模拟调制m(t)为模拟信号，AM、DSB、SSB、VSB、FM、PM（2）数字调制m(t)为数字信号，ASK、FSK、PSK等。第六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五脉冲调制

4.按照m(t)对c(t)不同参数的控制分基本：幅度调制：正弦载波的幅度随调制信号线性变化的过程，AM、DSB、SSB、VSB、ASK、频率调制：FM、FSK相位调制：PM、PSK、DPSK改进：QAM、MSK、GMSK脉冲模拟调制：用模拟信号m(t)改变脉冲的幅度(PAM)、宽度(PDM)、相位(PPM)脉冲数字调制：PCM、ΔM、ADPCM等第七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五本章属于正弦模拟调制（简称模拟调制），又分成线性调制（幅度调制，共四种AM、DSB、SSB、VSB）和非线性调制（角度调制FM、PM）。对于各种调制方式，分析的思路一致，基本从三个方面进行：

表达式、波形、频谱、带宽、功率分配调制和解调方法方框图抗噪性能分析第八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五5.按照具体实现过程分复合调制、多级调制第九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五§4.2线性调制也称幅度调制，共四种AM、DSB、SSB、VSB，共同特点调制前后信号频谱只有位置变化，没有形状变化。一常规调幅（AmplitudeModulation,AM）1表达式与波形SAM(t)=[A0+m(t)]cosωct，要求A+m(t)≥0（包络检波不失真条件）第十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五s(t)ttA0m(t)sAM(t)tA0第十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五2．频谱与带宽第十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五AM信号带宽B=2fmS(ω)ù-ùcùc0M(ω）))ù-ùmùm0SAM(ù)ù-ωcùc02ùm第十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五3．功率分配第十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五4．调制实现5.解调（1）包络检波 要求A+m(t)≥0SAM(t)m(t)A0cosωctSAM(t)包络检波m’(t)=A0+m(t)第十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五第十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五（2）相干解调要求：解调用的载波要与调制用的载波同频同相。cosùctLPF

sAM(t)S0(t)第十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五二、抑制载波的双边带调幅（DSB-SC）

1．表达式与波形sDSB(t)=m(t)cosωcttm(t)0s(t)t0sDSB(t)t0第十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五2频谱与带宽其频谱表达式为：sDSB(ω)=1/2[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)]M(ω)ù-ùmωm0S(ω)ù-ùcùc0第十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五DSB信号带宽B=2fmù-ùcùc02ùm第二十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五3功率分配4.调制框图m(t)cosωctSDSB(t)第二十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五5.解调框图cosωct

LPF

SDSB(t)S0(t)第二十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五三、单边带（SSB）1．产生方法1－滤波法2．频谱与带宽：

cosω0tH上/下(ω)m(t)SSSB(t)DSB谱第二十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五Ht(ω)SSB上SSB下第二十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五B=fm波形：

SSSB(t)

ω=ω0±ωmt第二十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五3．表达式推导：由频谱形成入手也可写成

第二十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五第二十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五同理

故单边带表达式

有的书上也写作=第二十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五4．单边带信号功率==

m(t)

Pm(t)(ω)=(-jsgn(ω))2*Pm(t)(ω)对于单边带信号的滤波法产生中，有时滤波并不能一次完成，因LC网络Q值较高，且体积大，工艺复杂，不易数字化，目前除了滤波法产生外，还有其它的单边带信号产生方法。第二十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五

5SSB产生方法2－相移法由单边带信号的表达式，可直接画出框图-90度移相网络相当于希尔伯特变换网络，即h(t)第三十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五

相当于对F(ω)正频域相移－90度负频域相移＋90度其中sgn是符号函数sgn(ω)=

如cosωot的谱

=1ω>0=0ω=0=-1ω<0πω0-ω0Sinω0t的谱ω第三十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五对其进行希尔变换后谱与sinw0t的谱一致这种实现方法要求有两个相移网络(即希尔伯特变换)，一个为对单频ω0相移-90度,另一个需对m(t)的各种频率相移，宽带相移。希氏变换可以用数字信号处理方法实现，对减小设备体积，实现数字化有意义。单宽带相移实现不太容易，故又引出另外一种SSB的实现方法。第三十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五6SSB信号产生方法3－weaver法（威弗法）

其中LPF的截至频率为ω1,ω1>ωH,且ω2>>ω1,

-ωHM(ω)ωωH第三十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五推导输出信号的表达式，并判断得到的信号形式。先按框图用频谱搬移法判断，再写出表达式-ωHωHM(ω)ω第三十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五ωω1-ωHω1-ω1-ω1+ωH被滤除被滤除[m(t)cosω1t]-j被滤除ωω1-ωHω1-ω1-ω1+ωH被滤除[m(t)sinω1t]+j第三十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五-ω2-ω1-ω2-ω2+ω1-ω1-ω2-ω1+ωH-ω2+ω1-ωHω1ω2–ω1ω2ω2+ω1ω2-ω1+ωHω2+ω1-ωHc-ω2-ω1-ω2-ω2+ω1-ω1-ω2-ω1+ωH-ω2+ω1-ωHC’第三十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五注：此时的谱形与原同（上边带），中心频率为（ω2-ω1）注：此时谱形倒置（下边带），中心频率为（w2+w1）-ω2-ω2+ω1-ω1-ω2+ω1-ωHω1ω2–ω1ω2

ω2+ω1-ωHC+C’c-c’ω2ω2+ω1ω2+ω1-ωH-ω2-ω1-ω2

-ω2-ω1+ωH

第三十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五直接由谱形写表达式，根据单边带信号的表示形式（即上，下边带）“＋”时上边带写为：m(t)cos(w2-w1)t-m(t)sin(w2-w1)t截频为(w2-w1)“－”时下边带写为：m(t)cos(w2＋w1)t+m(t)sin(w2＋w1)t截频为(w2＋w1)

也可由框图，按信号通过系统的概念运算。（逐框，逐符号进行到最后）前面输入为单频信号时，直接推表达式也比较容易。第三十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五7单边带信号的解调根据表达式，只能用相干解调Sssb(t)8应用：载波，节省频带单边带信号虽然最节省频带，但上下边带从±ω0分开，若低频成分较多时。LPFcosw0t1/4m(t)第三十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五9问题：边带滤波器的实现－陡,实际有过渡，过低频丰富的信号发生。上下边带不易取出，因为理想的滤波器不存在，实际的滤波器往往由一定过渡带，所以在低频成分较多的情况，往往采用残留边带调制。w0第四十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五wwH下(w)H上(w)第四十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五四VSB它是介于双边带与单边带之间的一种线性调制，即克服了DSB占双倍带宽的缺点，又解决了SSB实现的难题。VSB不是将一个边带完全抑制，而是部分抑制，使其仍保留一小部分，产与SSB滤波法一致1产生HVBS(w)cosw0tm(t)Svbs(t)第四十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五Svsb(w)=1/2[M(w+w0)+M(w-wo)].Hvbs(w)2频带B＝fm--2fm但Hvsb(ω)要满足互补对称特性－过渡部分称滚降上下两曲边三角形面积相等H下（w）滚降第四十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五可通过将Svsb(t)相干解调，搬回到原点附近使一条直线，正好使恢复的信息不失真。3解调与SSB同也可用表达式写出互补对称条件为：对Hvsb要求：互补对称第四十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五4应用：电视图像直线第四十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五实际上满足要求的H(ω)不唯一，它可以很陡（带宽小，接近SSB），也可以很平（带宽大，介于fH-2fH之间。可见VSB的带宽与滤波其的实现存在矛盾，应根据实际情况适当处理。第四十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五五线性调制的一般模型

几种线性调制都可用一般形式表示用三角展开，又可写成

h(t)cosω0tm(t)Sm(t)±m(t)HI(ω)HQ(ω)Sm(t)第四十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五对DSBHI(ω)=1SI(t)=m(t)HQ(ω)=0SQ(t)=0SSBHI(ω)=SI(t)=m(t)HQ(ω)=SQ(t)=第四十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五六相干解调的一般模型LPFcosω0tSm(t)第四十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五七DSB,VSB,SSB的插入载波包络检波可在发送端插入，也可接收插入，使接收设备简化，如广播电视中就采用。包络检波

Adcosω0tSm(t)第五十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五§4.3线性调制系统的抗噪性能一指标信噪比－接收端输出信噪比

输入信噪比

调制制度增益

第五十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五信噪比分析的一阶模型可见计算分析抗噪性能需算4个信号对应的功率与调制方式有关（熟记各种已调信号表达式）

窄带噪声

BPF解调器Sm(t)mo(t)no(t)SoNoni(t)SiNin(t)第五十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五与调制方式及解调方式有关

与解调方式有关下面推导各种线性调制的抗噪性能，先从解调方法分两大类第五十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五线性调制相干解调的抗噪性能n(t)

四种都可相干解

1DSB

（B=2fm）

BPFLPFmo(t)no(t)Sm(t)LPF第五十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五G=2DSB信号的解调使信噪比改善一倍，因为相干解调被抑制掉。第五十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五2SSB第五十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五G=1DSB的G是SSB的两倍，因为SSB的被滤掉了，但它是有用信号，使减小，但它是的组成部分。分析，并不能得出DSB解调性能比SSB好，因SSB的B小一半。在n0相同时，DSB的Ni是SSB的2倍。从而DSB的n0也是SSB的2倍。实际最终性能不会改善。结论1：如果输入噪声功率谱密度和输入信号功率相同，二者抗噪性能相同。第五十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五VSB的抗噪性能与SSB相同。第五十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五3AM

一般由于Si定义与DSB,SSB的Si不同，不好直接比较，可将它与AM非相干比较。第五十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五四AM系统非相干解调抗噪性能

输出要求合成信号的包络no(t)BPF包络检波mo(t)AMn(t)Sm(t)ni(t)第六十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五其中包络

其中信号和噪声存在非线性关系，分析m0(t)和n0(t)有困难，这里讨论两种特殊情况：

1大信噪比情况第六十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五当A↑→G↓

第六十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五结论2：在大信噪比时，AM系统采用包络解检的抗噪性能与相干解调（同步检测）时抗噪性能相同。包络实现简单，但相干解调不需要受大信噪比条件限制2小信噪比情况

第六十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五输出无单独的信号项，m(t)被噪声调制（淹没）。S0/N0急剧下降，出现门限效应。结论3：在小信噪比条件下，AM系统包络检波器会把有用信号扰乱称噪声，这种现象称门限效应——即输入信噪比到一定程度，输出信噪比出现急剧恶化的现象。出现门限效应的Si/Ni称门限，门限效应是包络非线性（非相干解调）特有的同步解调器无门限效应。第六十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五故AM包络多用，当要保证质量，需工作在大信噪比，即加大发信功率。第六十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五五线性调制系统的比较：从有效性看，SSB最好，可靠性不比DSB差，应用多，载波AM系统包络检波实现简单，广播中常用，但有门限效应VSB适用于低频丰富的信号传播，如图像，数据DSB有效性，可靠性，解调实现都无优势，模拟中少用。但特点在数字调制时多用，或低带宽多路数传。第六十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五六DSB,SSB,VSB信号的插入大载波法解调（包络检波）包络检波mo(t)DSBSSBUSBAdcosωot第六十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五§4.4非线性调制（角度调制FM,PM）

频谱除了位置移动，还有频谱结构的变化，都是靠角度随m(t)变化ωθ第六十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五一、角度调制的一般表达式瞬时相位瞬时相偏对瞬时（角）频率最大频偏

瞬时频偏第六十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五二FM与PM1FM——瞬时频偏随调制信号（基带信号）成比例变化2PM——瞬时相偏随调制信号（基带信号）成比例变化

第七十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五3二者关系

m(t)

m(t)直接调相与间接调频范围小[-π，+π]一个调角波

PMFMd/dt间接调相FMPM∫dt间接调频第七十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五

不能确定FM,PM,只有m(t)给定时，才可

调相4（最大频偏△ω,△f）与调制指数mf为了以后分析讨论的简单方便，通常取m(t)为单一频率余弦波（单音调制）调频对FM:第七十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五二者都有

规律，调频指数的实质即最大相偏

、最终是影响带宽，输出信噪比的主要因素。尤其是影响带宽。对PM:第七十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五对于FM:与无关

与有关故实际FM比PM应用更广，后面常以FM分析为主，PM分析与FM类似。PM:第七十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五三NBFM与WBFM:(窄带调频与宽带调频)1NBFM:为NBFMNBFMω第七十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五与AM类似，但结构变化――非线性cosωmtω－ωmωm第七十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五2WBFM:不能再用近似：频谱以为中心，左右各有几条谱线，每条谱线频率间隔第七十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五所以

时，小到忽略不计所以若则故FM频道间隔200KHZ。AM

第七十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五四FM实现1直接调频LC,改变C用m(t)控制，频率稳定度低。2窄带调频－—倍频（间接调频-先积分－调相，范围小）

Acosω0t

m(t)

-900倍频∫dtAsinω0tNBFM来自高稳晶振WBFM第七十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五五FM解调1鉴频法：对表达式求导：

AM-FM波再通过包络检波可检出m(t)。限幅BPF微分包络检波低通

鉴频器（FD）m0(t)=KFM(t)微分包络检波第八十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五2NBFM的相干解调第八十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五六FM系统抗噪性能分析Sfm(t)N(t)要求，，求需求，它们跟解调方法有关限幅带通鉴频器LPFm0(t)n0(t)第八十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五鉴频的结果是取混合信号（SFM(t)+ni(t)）的相位求导，从中找出信号项和噪声项。书上用了矢量合成法来求混合信号的相位。书上4.3－15大信噪比结果，ψ为混合信号的相位，信号在频偏中体现4.3－16小信噪比结果.1大信噪比条件：由4.3－15得噪声部分

4.3－15的分母忽略

第八十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五信号部分

混合输出偏与信号成比例

第八十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五需求功率

Ns(t)

所以d/dtns’(t)第八十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五求LPF后

对单音调制

-B/2B/2fP0(ω)第八十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五若mf=5，则G=450结论：大信噪比条件下，加大调频指数mf，FM系统抗噪性能会迅速改善，但这是靠牺牲带宽换取的。第八十七页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五BA0=Am

将它与AM比较：mf=5

BAM=2fmBFM=12fmmf远大于1时，BFM≈2mf·fm=mf·

BAM第八十八页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五

mf≈

改善与带宽平方成正比若mf=5，则FM抗噪性能比AM改善75倍。2小信噪比：V(t)＞＞A

取4.3-16结果

第八十九页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五FM系统抗噪性能例题：例1．若接收机输出信噪比s0/n0=50dB,信道中高斯白噪声的单边功率谱，单音正弦调制信号频率为fm＝10KHZ,FM系统频偏，求si/ni和调频信号幅度A.

解：=50dB第九十页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五例2．若使FM的S0/N0高于AM30dB,求mf解：无单独信号项，信号被噪声淹没，输出信噪比急剧恶化，出现门限效应。即Si/Ni＝10dB时出现门限效应，使FM系统抗噪性能急剧恶化。甚至比AM性能还要差。第九十一页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五结论2：小信噪比时，FM系统会出现门限效应，它是由鉴频器的非线性解调作用引起的，门限值以上良好，故实际中应设法改善门限值，使系统在门限上。3改变门限效应措施采用锁相环路鉴频，使B减小，噪声功率小，使Si/Ni大，不致于降到门限值4改变输出信噪比措施－加重技术（实际也是改善了门限－即So/No变好。）第九十二页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五实际上为了减少噪声，输出端进行去加重网络这使信号产生H(f)失真，如果在发端先对信号予以加重，可保证信号无失真。

fH(f)RC网络第九十三页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五

CR网

音频传输和录放音系统中的杜比（Dolby）系统就是加重技术的应用。注：NBFM相干解调抗噪性能分析：

预加重FM鉴频去加重FMmo(t)Hd(f)RC网BPF限幅-sinω0tLPFd/dtm0(t)n0(t)n(t)ni(t)第九十四页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五Si=(1/2)A²Ni=n0BNBFM=2n0fmSNBFM(t)=A·cosω0t－A·KF·∫m(t)dt·sinω0t第九十五页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五比AM系统抗噪性能好，比DSB也好，因为幅度不变，限幅可去部分噪声，且无门限效应。作业4－13，4－16第九十六页，共一百零三页，编辑于2023年，星期五七FM技术的应用1