毕业论文—WLAN射频前端功率放大器设计.doc

目录摘 要iiabstractiii1引言12 wlan射频功率放大器工作原理分析12.1 功率放大器结构简介12.2 功率放大器的作用简介23 wlan射频前端功率放大器的总体设计23.1 基础知识23.1.1双口网络参数s参数33.1.2 阻抗匹配43.2 设计目标74 偏置电路的设计84.1 管子的极限参数84.2 偏置电路的选择与设计105 输入输出匹配电路的设计125.1 输出匹配电路的设计125.2 输入匹配电路的设计176 总体电路结果分析与优化206.1小信号结果分析226.2小信号优化结果236.3大信号结果分析与优化277 总结37致 谢38参考文献39摘 要在无线应用中，通常需要对发射和接收信号进行一定程度的放大，射频功率放大器完成了对射频信号的放大。在射频电路设计中，主要需要考虑电路的匹配、稳定性和线性度的问题，并在以上情况下尽量达到最大功率输出。射频功率放大器一般工作在大信号的情况下，在此情况下器件一般呈现出非线性特性。本文采用了线性度最好的a类功放，并在设计完成之后针对线性度进行了谐波平衡分析，以及增益和电源效率测试。理想情况下a类功放的电源最大的利用效率是50%。本文主要讨论了应用于wlan的射频a类功放的具体设计过程。射频功放的设计通常需要大信号s参数，但多数情况下设计者只有小信号s参数本文即利用小信号s参数设计法，并通过ads仿真完成了大信号的设计。输出匹配电路的设计采用了最大输出功率匹配，即共轭匹配，采用负载迁移法；对于输入匹配电路，则按照最大增益匹配的原则即源阻抗与输入阻抗匹配。然后对设计电路进行稳定性分析、谐波平衡分析和电源效率分析，最终对整个电路进行优化，完成整个电路的设计。关键词：a类功放 负载迁移 谐波平衡 大信号 s参数 abstractin wireless application, the transmited and received signal usually needs to be blowed up in some degree. rf power amplifier accomplishes the fuction to blow up the rf input signal. in the design of a rf circuit, the major concerns are the matching of the circuit, stability and linearity;and in these complexions, the maxium output power is another purpose. rf power amplifier usually operates at large signal situation. in this sitation devices always take on non-linear performances. in this paper a class a amplifier is introduced who has the best linearity. after the design is finished,harmonic balance analysis, gain and power-added efficiency(pae) test are performed. in ideal situation, the maximun pae of a class a amplifier is 50%.in this paper, we introduce the idiographic design procedure of class a power amplifier applied in wlan. large signal s-parameter is usually needed to design a rf power amplifier. however, in many cases, designers have only a set of measured small signal s parameters .in this article ,we start our design with small signal s parameters and complete the large signal design with ads simulations.output matching network is designed to gain the maximu output power using conjugate match with a loadpull method; for input matching network the principle is to get the maximum gain,that is to match the source impedance with input impedance. then stability analysis, harmonic balance analysis and pae analysis will be performed. finally some parameters will be optimized and the entire circuit will be accomplished.key words: class a amplifier loadpull harmonic balance large signal s-prametervi1引言射频功率放大器是构成通信系统、雷达系统和微波应用系统中的发射机和接收机的重要组成部件，可以应用于包括通信、雷达、导航、识别、空间、对抗、gps、3g等各类无线系统中。随着应用频率的增高，普通的电路设计显然是不能满足要求的。射频电路的设计需要考虑器件的非线性、稳定性和匹配的问题。经过较长时间的发展电路设计已经趋于成熟，例如maxim公司已开发出应用于wlan的低成本、超小封装的通用射频功放。随着技术的发展和改进，使得设计高线性度、高稳定性的射频功放成为了可能。文献2中就讨论了一种输出为7w的应用于1.6g hz的c类bjt功率放大器，具有这样应用于高频率、高输出功率的功放可以满足现代电路系统的需要，当然设计这样的功率放大器也就成了必然。射频功率放大器的电路设计，最好的办法是参考以往的较为成熟电路图，分析电路各个模块的功能，再在新的要求下设置电路参数，最终完成要求的电路的设计。在本论文中，讨论了2.4 g hz 射频功率放大器电路设计的具体实现过程，就是要在应用小信号s参数法完成正向总体设计后，在满足增益和输出功率的要求下，分析、改变输入与输出匹配电路的形式，提高电路的带宽，并通过ads进行优化，使电路的稳定性因子k大于1，即使电路工作在稳定状态下。输入匹配采用最大增益匹配；输出匹配采用最大输出功率匹配，即采用图解法对rl共轭匹配。小信号设计完成后对电路进行大信号仿真，完成谐波平衡分析和电源效率分析，并对电路优化以更好地满足设计要求。2 wlan射频功率放大器工作原理分析2.1 功率放大器结构简介 功率放大器的基本结构如图2-1：图2-1一般功率放大器的基本结构 主要由四部分组成：输入匹配input matching、偏置网络bias network、放大级amplifier stage、输出匹配output matching。对于单级放大器，放大级一般只有晶体管和必要的电容电感组成。电容电感的作用是直流去耦和rf扼流。输入匹配电路的功能是实现对输入阻抗与输入信号源内阻阻抗匹配，以达到最大增益输出。仿真电路时输入匹配的表现形式是散射参数s11。当输入阻抗匹配时，散射参数s11呈现出一个负的很小的值；随着匹配的变坏，其值会不断变大，这时必须要对电路进行优化，以保证匹配良好，进而保证输出增益最大。 偏置电路的功能是保证选用的晶体管工作在特定的工作点。工作点的确定是为了保证a类功放有最大的输出功率，并保证管子工作在线性放大区，以避免输出波形的失真。2.2 功率放大器的作用简介射频功率放大器在无线通信、雷达、导航、广播、空间研究和射频识别等中有着广泛的应用，主要用于对输入信号的功率放大。如图2-2所示是一个应用于雷达系统的放大部分系统图。图2-2 放大电路应用图雷达需要的发射功率比较大，所以应用了两级放大。前端为高增益功率放大器，增益为12db，目的是将输入的小信号放大为大信号。后面一级为高功率放大，目的是提高输出功率，用于发射。3 wlan射频前端功率放大器的总体设计3.1 基础知识功率放大器是把输入功率进行放大的系统。wlan射频前端功率放大器是应用于无线局域网发射系统的功率放大器。近年来wlan广泛应用，但是当两个或多个网络相互连接时，无线局域网的低功率和高频率限制了其覆盖范围。为了扩大其覆盖范围，可以引入蜂窝或微蜂窝的网络结构或者直接增大发射功率扩大覆盖半径等措施来实现。前者实现成本较高，而后者则相对较便宜，且相对较容易实现。本文讨论了应用于无线局域网的功率放大器的具体详细的实现过程和步骤。3.1.1双口网络参数s参数设计功率放大器之前需要首先学习和理解用于射频和微波电路设计的基础知识。双口网络已被广泛的应用于射频和微波电路设计，用于描述有源与无源器件的电性能。当设计功率放大器时，一个双口网络最适合描述有源器件、双极或场效应管非线性特性的特征，它的元素可以通过阻抗z参数、导纳y参数或混合h参数来表达。而散射s参数用于简化测量过程。本文中主要应用s参数进行测量和匹配电路的设计。由于微波晶体管在小信号应用时是线性器件，可以把它看成是线性有缘二端口网络。如图3-1所示，如果只关心放大器的外部特性，放大器可当作一个二端口网络，其输入、输出之间的关系可表示为 由于微波晶体管在小信号应用时是线性器件，可以把它看成是线性有源二端口网络，可得如下的定义： (2-1) a1标准化输入入射波(2-2) a2标准化输出入电波(2-3) b1标准化输入反电波 (2-4) b2标准化输出反电波 s11表示输出端口理想匹配在负载无反射波的情况下输入口的反射系数；s12表示输入端口理想匹配情况下输出口的反射系数；s21表示输出端口理想匹配在负载无反射波的情况下输入口的传输系数；s22表示输入端口理想匹配情况下输出口的传输系数。图3-1 等效的二端口网络图3.1.2 阻抗匹配阻抗匹配的目的是使源传递给负载最大的rf功率。一般而言，最佳的解决方案依赖于电路的要求，例如简单易于实现，频带宽度，最小的功率波动，设计的可实现性和可调节性，设定的工作条件，足够的谐波抑制等。由此得到很多类型的匹配网络，包括集总元件和传输线。本文采用的是集总元件与传输线相结合的方法，并利用smith圆图轨迹法作为工具。为了达到最大功率输出，一般会采用在输入端做最大增益匹配，在输出端做最大输出功率匹配的方法，即输出端做共轭匹配。匹配电路的类型有多种，拓扑结构一般有三种：l形，t形，形。三者各有各得的特点：l形网络结构简单，容易设计，但是匹配后带宽较窄，电路的品质因数q值不容易调整；形网络较为复杂，设计较难，但是电路的品质因数q值容易调整，以便获得较大的带宽。具体参见参考文献1。如前面所述，匹配的类型一般可有三种：集总元件匹配，微带线匹配和混合匹配。集总元件匹配一般应用于较低频率，多用于vhf、uhf等；微带线匹配一般应用于频率大于4ghz的电路；混合匹配法一般应用于24ghz的频率。本文工作频率位于s波段，带宽要求不是很高，故采用l形结构集总元件与微带线相结合的形式。从后面的测量可以看到，匹配后带宽的结果还是比较理想的。实际上，传输线和集总元件在单一频率上是可以等效的，如下图所示。图3-2 集总电容与传输线在单一频率上的等效图3-3 集总电感与传输线在单一频率上的等效由输入阻抗计算公式，当 =0时，可得到时，是感性输入阻抗。在频率时的等效电感为类似的，当=时，时，是容性输入阻抗。在频率时的等效电容为l形网络是最简单的匹配网络，这种匹配电路的变换特性可使用rx电路的并串等效电路来给予分析。令（a）中的r1和x1是阻抗中的并联的电阻和电抗，（b）中的r2和x2是阻抗中串联的电阻和电抗，如图3-4所示。如果，这两个电路在一些频率中是等效的，即上式可以解得如下： （a） （b）图3-4 阻抗等效电路上式中是品质因数，串联、并联电路的品质因数是相等的。结果，如果电抗是并联接到串联电路中，这个电抗被补偿。于是，在给定的频率上，电阻变换成另一个电阻，用具有相反符号的电抗连接成l网络即可实现变换。有下述关系：由于是具有相反符号的电抗，具有相同的变换特性，可实现l形网络的有两种形式，如图所示。（a） （b） 图3-5 l形匹配电路计算公式为： （a） （b） 其中。本文中采用三个元件组成的l形匹配电路，计算方法类似，但可以提高应用电路的带宽。对于t形和形的计算公式见文献1，在此不再赘述。匹配电路的设计也可使用如图3-6所示的smith圆图法，具体匹配方法见匹配电路设计。图3-6 smith圆图3.2 设计目标本设计的目标：（1） 增益不低于8db；（2） 输出功率不低于15dbm； （3） 线性度良好；（4） 适用于wlan的射频功率放大器，即工作频率为2.4ghz。4 偏置电路的设计 4.1 管子的极限参数偏置电路是给晶体管提供直流工作点的电路。众所周知，晶体管是有源器件，需要给其提供一定的直流电压才能对输入信号进行放大。根据本设计要求的目标，通过比较后本文中选用nec公司的ne6510179大功率gaas hj-fet。此场效应管适用于l和s波段，最大输出功率为3w，在1.9ghz增益可达到10db，完全满足设计要求。此管子的各种极限参数如图4-1所示： 图4-1 tc = 25 c时管子的极限参数 要确定管子的直流特性，首先要对其进行直流工作点的扫描。扫描电路如图4-2所示：图4-2 直流工作点的扫描电路扫描结果如图4-3所示：图4-3 直流工作点的扫描结果4.2 偏置电路的选择与设计有扫描结果可以得到管子工作点的各项参数。为保证管子始终工作在线性放大区，选择直流工作点为vds=5v，ids=0.8a，vgs=-0.4v。 由模拟电子技术的知识可得，偏置电路可有两种形式：自偏压电路和分压式自偏压电路。如图4-4和4-5所示。图4-4 自偏压电路图4-5 分压式自偏压电路自偏压电路比较简单，但是当静态工作点确定之后，vgs与id就确定了，因而r的选择的范围很小。分压式自偏压电路是在其基础上加接分压电阻后组成的。漏极电源vdd经过分压电阻r5和r1分压后，通过r4供给栅极电压vg=r1*vdd/（r1+r5），同时漏极电流在源极电阻r3上也产生压降vs=id*r3，因此静态时加在fet上的栅源电压为本设计采用分压式自偏压电路。根据选择电路的直流工作点，计算各电阻的阻值如下：代入数值，即可计算得到：最终设计的直流偏置电路如图4-6所示：图4-6 直流偏置电路 图中c1、c2为隔直电容，c3去耦电容，l1、l2为去耦电感。因为在大信号仿真时为了提高电源效率，故选择vdd的值比较小。r3、r4的值比较小也是为了降低消耗在其上的直流功率，而提高电源的效率。5 输入输出匹配电路的设计5.1 输出匹配电路的设计 如前面所述，本文采用l形混合网络匹配。为了得到最大的输出功率，输出端采用最大功率匹配，即共轭匹配。最大功率输出匹配实际上并不是匹配散射参数s22。匹配电阻的计算方法可有两种。a.图解法。如图5-1所示：图5-1最大功率匹配电阻的计算计算公式见下：结合图4-3计算可得，当输出功率为3w，偏执电压为5v时，ropt=1.93ohm。b.负载迁移法（loadpull）负载迁移法原理是给定负载一定的变化范围，测量输出功率，然后求得最大输出功率时负载的值，最后进行匹配电路设计。负载迁移的测量电路图如图5-2所示。 图5-2 负载迁移法的测量电路以上测量电路可以直接使用ads中amplifier designguides load-pull。在进行最大输出功率电阻确定时，只需将图中场效应管替换为设计使用的管子，然后进行必要的参数设置后即可。本文中设置中心频率为2.4ghz，漏极偏压为5v，栅极偏压为-0.4v。负载迁移结果如图5-3和5-4所示。图5-3 pae（粗线）与输出功率（细线）等高线图5-4 负载迁移结果由图5-3可以得到，最佳阻抗值为1.357-j4.901，此时输出功率为36.04dbm，电源效率29.76%。c.图解法与负载迁移法的比较从以上论述可以看到，图解法和负载迁移法得出的最佳阻抗不同。两种方法的不同点是：图解法是在直流条件下直接进行计算得到的；负载迁移法是完全的非线性交流仿真得到的。出现此不同的原因负载迁移法是包括了封装参数在内的最佳负载匹配，而图解法没有包括封装。如下图所示，负载迁移法是从a点看进去得到的电阻，而图解法是从b点看入得到的。图5-5 负载迁移法与图解法的区别如图5-6，使用smith圆图进行匹配设计： 图5-6 smith圆图匹配电路如图5-7所示：图5-7 输出匹配电路匹配结果见图5-8：图5-8 输出匹配后s参数扫描上图显示匹配结果还是比较好的。5.2 输入匹配电路的设计 输出匹配电路设计好之后，加接入主电路。输入匹配电路的设计要求最大增益匹配，故需要测量电路的s参数。s11测量结果如图5-9所示。图5-9 未加匹配电路是s11的测量结果根据测量结果采用输出匹配电路的设计方法，输入匹配电路的电路图如图5-10。图5-10 输入匹配电路将输入匹配电路加接入主电路后s11的测量结果如图5-11.图5-11 输入匹配后s11的测量结果由测量结果可以看到，输入匹配良好。由图5-7和图5-10可以看到，图中微带线特性阻抗和角度的形式表示。实际中的微带传输线是用长度和宽度表示的。启用ads中的转换工具tools中的linecalc如图5-12.图5-12 linecalc工具图中左边一栏各个参数的含义为：er: 基板相对介电常数 mur: 磁导率h：基板厚度hu: 封装高度t: 金属层厚度cond: 金属电导率tand: 损耗角roungh:表面粗糙度设置具体的参数后计算可得微带线的宽和长。由具体的微带线代替后，输入输出匹配电路都加接入主电路后电路如图5-13所示：图5-13 加接输入输出匹配电路后的电路图此控件描述了微带线的各种参数。6 总体电路结果分析与优化功率放大器的基本类别分为：a类，ab类，b类和c类。基本类别的确定可由导通角给出。导通角的值可由输出电流i通过零值的时刻决定。的计算公式如下：（为静态电流）。由此可以得到：当时，对应于ab类工作方式；当时，对应于b类工作方式；当时，对应于c类工作方式。各类工作方式的电流波形图如下：图6-1 各类功放波形图本文采用a类工作方式。a类工作方式的导通角。对于一个三极管电路来说a类工作时的输出波形如下图所示。图6-2 a类功放输出波形电路理论规定了输出功率，交流输出功率和集电极效率，分别可表示如下：这样假设最大输出电流幅值下的理想零饱和电压条件下，a类工作模式下的最大集电极效率为：由以上叙述可以看到，a类工作方式的线性度较好，信号工作时基本不会出现波形失真，但是电源效率相比较小。6.1小信号结果分析a输入输出匹配结果分析前面设计均是在小信号s参数下进行的。对图5-13所示电路进行s参数扫描得如图6-3结果：图6-3 s参数初步仿真结果由图可以看到，增益较高，输入匹配比较好，但是s22太大，输出匹配电路需要优化。b稳定性分析 从文献1中的论述可得，对于bjt和fet来说，都存在一定的不稳定区域，所以对放大器进行稳定性分析是必要的也是必须的。一个管子绝对稳定的条件是 其中 k称为稳定性判别系数，k大于1才能保证放大器是绝对稳定的。通过对图5-9所示电路的仿真，得到稳定性系数k如图6-4所示：图6-4 图5-9所示电路稳定性系数k的仿真结果由仿真结果可以看到，在2.4ghz是稳定性系数k是小于1的，即电路需要添加稳定电路提高电路的稳定性。6.2小信号优化结果由图6-3和6-4可以看到，s22和稳定性因子k需要优化。a 对稳定性因子的优化可以添加稳定新网络。为了在一定的频率范围内达到无条件稳定，放大器的稳定因子k必须大于1。为提高稳定性，把一个50欧姆电阻和四分之一波长短路线串联的简单电路，并接于单端放大器的输入端。该网络大大提高了功率放大器的稳定性，解决了功率fet高跨导引起的稳定性问题。加接入的稳定网络如下图6-5所示：图6-5 稳定性网络加接入稳定性网络后，稳定性的仿真结果如图6-6所示：图6-6 加接入稳定性网络后稳定性因子的仿真结果由图6-6可以看到接入的稳定性网络确实大大提高了电路的稳定性。b 对于s22的优化，需要用到优化控件。优化之前必须要首先做两件事：考虑到实际情况，需要在集总元件间加一定的微带线，因为实际中元件在连接时必须要通过微带线连接。连接好的电路如图6-7所示。图6-7 添加微带线后的电路微带线参数的计算原理是：对于并联网络的a参数矩阵为，微带线的参数矩阵为。当元件为电容时，。当传输线的长度时，有。若值较低，则根据公式即可计算出微带线的长度，此时，这段低阻抗微带线可与并联电感等效。 需要说明的是，由于计算采用近似手法，所以结果并不理想，尤其是当频率较高的时候，所以结果需要优化。上图所示电路为优化后的电路。对需要优化的各个参数启用优化功能。双击需要优化的器件，出现如下图6-8所示对话框，将optimization设置为enable，并设置参数的变化范围，即可进行优化。图6-8 参数的优化设置以上介绍的是手动调整参数以满足设计要求，也可以进行自动参数调整。自动参数调整需要用到以下两个控件。本文采用手动调整，故不作多余介绍。图6-9 自动调整需要的控件手动调整的优化结果如图6-10和6-11.图6-10 优化后s参数的仿真结果图6-11 优化后稳定性系数k的仿真结果由以上两图显示的结果可以看到，优化后的输入输出匹配结果良好，稳定性系数大大增加。但是也可以看到，增益有所降低。这是由于相比而言输入匹配的结果还是没有以前好，增益有所降低也是可以预见的。但是总的说来，匹配和稳定性还是很好的，增益也满足设计要求，并且保证有最大输出功率。6.3大信号结果分析与优化以上讨论均是在小信号下进行的，即不存在非线性失真。下面将讨论大信号输入条件下存在非线性失真时电路的输出特性。在进行大信号仿真之前，首先必须要建立管子的实际模型。图6-12和6-13所示为nec公司给出的管子模型及各个参数。图6-12 ne6510179模型图6-13 ne6510179参数将以上模型和参数值输入ads软件，并建立模型重新连接电路如图6.14所示。图6-14 大信号电路要对以上电路进行大信号仿真，需要用到ads软件中模型电路。此电路在designguide中的amplifier中，具体电路如图6-15所示。图6-15 大信号仿真的模型电路具体仿真时只需要把图6-14建立模型，替换此电路中的sample_pa即可。建立模型时只需把图6-14中的各个端口替换成，然后自动生成即可。此符号代表的即是以下电路：图6-16 x3代表的电路于是可以得到大信号仿真电路的电路图如图6-17所示。图6-17 大信号仿真电路当输入信号功率为26dbm时a谐波仿真结果如图6-18和6-19所示。图6-18 大信号仿真的频谱图图6-19各次谐波的仿真结果值输入输出信号的波形如图6-20.图6-20输入输出信号的波形图由以上结果可以看到，放大器的线性度还是比较好的。b 电源效率pae的仿真结果当输入为26dbm时，电源效率测量如图6-21：图6-21 输入为25dbm的电源效率基波输出功率与电源效率之间的关系见下图：图6-22 基波输出功率vs pae由以上分析可以得到，当输入信号功率为26dbm是电源效率可以达到25%以上，且由图6-22可以看到电源效率在一定范围内随着输出功率的增大而提高。这个结果是可以预见的，电源效率也是比较理想的。c 增益分析输入信号功率为24dbm时，仿真测得增益见图6-23.图6-23 仿真增益图图中显示了此时增益为9.572，基波输出功率为33.572dbm。输出功率与增益之间的关系如图6-24所示。图6-24 输出功率与增益从图中分析也可以看出，增益也是满足要求的。d1db压缩功率点扫描1db压缩功率点扫描电路如下图所示：图6-25 1db压缩功率点扫描电路扫描结果如图6-26所示.图6-26由图6-26可以看到1db压缩功率34.312dbm，增益9.098，线性度良好。满足设计要求。e最终设计电路 由于以上设计均是在理想情况下进行的，最后需要将理想元件替换为具体实际的元件，替换后的电路如图6-27所示。图6-27 替换为实际元件后的电路图替换后的仿真结果为：图6-28 替换为实际元件后的仿真结果比较图6-10和6-11可见，替换后的电路与理想电路结果会有一定的差别，但总体结果不会相差很大，这是可以预见也是可以接受的。7 总结wlan