硕士学位论文-13.56MHz阅读器芯片射频接口的研究和设计.pdf

华中科技大学 硕士学位论文 13.56mhz阅读器芯片射频接口的研究和设计 姓名：戴逸飞 申请学位级别：硕士 专业：微电子与固体电子学 指导教师：邹雪城 20070527 i 摘 要 rfid（radio frequency identification）是一种无线射频识别技术，最初被用于无 法使用条形码跟踪技术的特殊工业场合，许多行业和公司利用它来定位、确认及跟踪 库存产品或其他目标。rfid 技术具有非接触、读取距离长，可识别运动目标等优点。 一个基本的射频识别系统包括阅读器（reader）和电子标签（tag）两部分。电子标签 由于成本因素，其结构较为简单，信号传输能力较弱，这就意味着阅读器芯片射频接 口需具有更好的性能和更高的稳定性。所以阅读器的射频接口是射频识别系统中的最 关键技术之一。 本文系统的论述了阅读器芯片射频接口电路的设计流程和关键技术。首先从电磁 波系统理论基础进行推导和介绍，分析了阅读器芯片射频接口中的关键技术，并提出 了设计方案。然后根据射频理论和阅读器的功能要求，确定了阅读器射频接口的体系 架构。对阅读器射频接口电路的部分模块进行了系统级仿真，并为各模块提出了电路 级设计的参数要求。然后根据新提出的理论架构，设计出了正交解调采样电路，带通 滤波电路，可变增益放大器电路和脉冲整形电路，并对其在电路级仿真, 达到预期目 标。 最后，本文在射频理论的基础上利用 cn1302 标签芯片的电路进行了 rfid 射频 接口的仿真建模，并给出了验证方案和系统仿真结果。本文的电路设计和仿真采用中芯 国际 0.35m 嵌入式 eeprom 工艺库，在各个场强、温度和工艺角的仿真结果表明所设 计的射频接口完全满足高频 rfid 系统的工作要求, 最终实现预期的功能并达到国际标 准 iso15693 所要求的性能指标。 关键词：关键词：射频识别，阅读器，正交解调，负载调制 ii abstract rfid is a kind of wireless identification technology. its initial usage was in a particular industrial conditions where bar code scout technology could not apply in, and at that time many enterprises and companies use it to orientate、confirm and scout stored products as well as other objects. rfid tag has many advantages which lie in noncontact, long distance reading, capable of identifying moving objects. a basic rfid system includes reader and tag. the circuit of the tag is very simple cause of the low cost. thus the rf interface circuit of the reader chip should have better performance as well as higher stability. rf interface is one of the most significant techniques in the rfid chips. this paper systematically discusses the design process and key technique of the rf interface circuit of the reader chip. firstly derivation and introduction basing on the electromagnetic wave system theory, the paper analyses the important technique of the reader rf interface, and provides useful solutions. then, the system configuration is designed on the basis of rf protocol and performance requirement of the reader. part of circuit modules are simulated in the system level and the parameter requirements in circuit level for each module are given. according to the new system configuration, quadrature demodulation sampling circuit, band filter circuit, adjustable amplifier circuit and pulse building circuit are designed and simulated in the transistor level. at last, using the cn1302 tag chip circuit, the simulation model of the whole rf interface is made. the verification methods and simulation results are presented at the end of the paper. the design has been implemented with 0.35um cmos technology by smic . the rf interface design realizes the anticipation functions and fulfills the performance requirement of the international standard. key words : radio frequency identification reader quadrature demodulation loaded modulation 独 创 性 声 明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师的指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已标明引用的内容外，本论文不 包含任何其他人或集体已经发表或撰写过的研究成果。 对本文的研究做出 贡献的个人和集体， 均已在文中以明确方式标明。 本人完全意识到本声明 的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名： 日期： 年 月 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版， 允许 论文被查阅和借阅。 本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部 分内容编入有关数据库进行检索， 可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段 保存和汇编本学位论文。 保密，在_年解密后适用本授权书。 本论文属于 不保密。 （请在以上方框内打“” ） 学位论文作者签名： 指导教师签名： 日期： 年 月 日 日期： 年 月 日 1 1 绪论 1.1 研究背景 rfid是一种无线识别技术，当初被用于无法使用条形码跟踪技术的特殊工业场 合，许多行业和公司利用它来定位、确认及跟踪库存产品或其他目标。 rfid系统包括射频卡、 读写器两部分， 射频卡将几个主要模块集成到一块芯片中， 完成读写器通信，芯片上有内存部分用来储存识别号码或其它数据，内存容量从几 byte到几十mbyte。芯片外围仅需连接天线（和电池），可以作为人员的身份识别卡 或货物的标识卡。射频卡监测到读写器的信号就开始发送储存的信息及数据，读写器 接收到卡的数据后，解码并进行错误校验来决定数据的有效性，然后通过rs232、 rs422、rs485或无线方式将数据传送到计算机网络。与条码、磁卡、ic卡等同期或 早期的识别技术相比，射频卡具有非接触、读取距离长、可识别运动目标等优点。此 外，rfid技术具有防水、防磁、耐高温、使用寿命长、标签上数据可以加密、存储数 据容量更大、存储信息更改自如等优点 1 。 rfid 技术在国外的发展较早也较快。尤其是在美国、英国、德国、瑞典、瑞士、 日本、南非目前均有较为成熟且先进的 rfid 系统。 其中，低频近距离 rfid 系统主要集中在 125khz 系统；高频远距离 rfid 系统主 要集中在 uhf 频段 13.56mhz 系统；(902mhz928mhz)915mhz、2.45ghz、5.8ghz 为微波频段。uhf 频段的远距离 rfid 系统在北美得到了很好的发展；欧洲的标签则 以有源 2.45ghz 系统得到了较多的应用。5.8ghz 系统在日本和欧洲均有较为成熟的 有源 rfid 系统。 1.2 射频识别技术和阅读器发展现状 目前国内外主要的超高频射频识别系统的供应商如表 1-1 所示。 2 表 1-1 射频识别设备的主要供应商 供应商 提供的产品 供应商 提供的产品 awid 阅读器 ti 标签芯片, 阅读器 intelleflex 标签芯片, 阅读器 mead 标签, 封装 philips semiconductor 标签芯片, 阅读器 zebra 电子标签 st microelectronics 标签芯片 瑞福科技 阅读器, 系统集成 表 1-1 是国内外主要的射频识别设备的供应商。表中除瑞福科技是国内的供应商 以外，其余都是国外的厂商。其中在阅读器方面，能够购买到的产品都用分立器件实 现，其成本非常昂贵。 在阅读器的芯片设计方面，目前已有少数厂家开始计划设计阅读器的专门芯片， 目前只有很少的射频识别阅读器的芯片产品。intelleflex 是一家射频器件供应商，目 前提供固定式阅读器和手持阅读器的产品，并且已经开始设计单芯片的阅读器射频前 端。 此外，由于在射频识别系统中，标签由于成本原因，其功能结构较为简单，调制 和解调的精度都不能做到很高，这就意味着阅读器芯片射频接口需具有更好的性能和 更高的稳定性。所以阅读器的射频接口是射频识别芯片中的最关键技术之一。 因此，对阅读器芯片射频接口的分析和研究，有助于在国内开展射频识别设备的 设计和应用。 在射频识别系统理论研究上， 目前国内外开展较少， 文献2设计了一种低功耗的 射频电子标签，并对电子标签的反射做了一个理论模型，分析了电子标签可用于整流 电路以及用于反射的功率分配关系。目前国际上在 cmos 射频芯片方面的理论研究与 芯片实现取得了蓬勃的发展，这为研究 cmos 阅读器芯片提供了丰富的参考资料，如 文献34,但是cmos单芯片阅读器射频接口的研究与实现目前还没有公开的文献作 为参考。 1.3 本论文的研究和贡献 本论文从理论到实践，详细的阐述了 rfid 阅读器芯片射频接口电路的设计和实 现，主要在以下方面作了研究与贡献： 3 第一，从电磁波系统理论基础进行推导和介绍，分析了射频识别阅读器模拟前端 中的关键技术，并给出了解决问题的方案。 第二，通过射频识别理论，建立了射频系统负载调制模型，理论计算出阅读器天 线所能感应到的调制深度， 并在系统级基于 matlab 软件对负载调制模型进行不同工作 距离下的仿真，更加完善了阅读器的射频理论。 第三，根据射频理论协议和阅读器的功能要求，确定了阅读器射频接口的体系架 构。对阅读器射频接收电路的部分模块进行了系统级仿真，并为各模块提出了电路级 设计的参数要求。 第四，根据新提出的理论架构，在电路级设计出了正交解调采样电路，带通滤波 电路，可变增益放大器电路和脉冲整形电路，并对其在电路级级仿真，最终实现预期 的功能并达到国际协议所要求的性能指标。 总之，本论文的目的是对射频识别系统和阅读器进行理论上的研究，并对单芯片 阅读器射频接口的实现做了尝试，最后达到预期目标取得成功。 1.4 后续章节安排 本论文先总后分，由浅入深的介绍了阅读器的研究设计过程。首先介绍了 rfid 的发展现状和科研背景，接着介绍了理论推导所涉及到的电磁场理论知识，然后提出 了阅读器的架构体系并根据射频理论基础对部分模块进行了系统仿真，给出了每个模 块的参数要求。最后根据所提出的参数要求设计电路，调试仿真并给出了各个电路图 和仿真结果。 本文的第一章是绪论，介绍了目前 rfid 技术的发展情况；第二章介绍了射频识 别技术的物理基础；第三章主要是系统级的阅读器射频接收电路设计和性能分析；在 此基础上第四章给出了阅读器芯片射频接收电路的电路实现；第五章是电路仿真结果 和分析；第六章是总结和展望；最后是参考文献和致谢。 4 2 射频识别系统理论基础 2.1 maxwell 方程和电磁场基础 当单个电荷产生的静电场电力线在某个方向被加速，就开始辐射电场。而一个在 时间空间上变化的电场就产生了一个以之相联系的磁场。maxwell 方程就描述了电磁 场在空间和时间上的行为与该电荷的位置和运动的关系。描述 maxwell 方程如下： bje= (2-1) djjh= (2-2) =d (2-3) 0=b (2-4) 电荷电流守恒的连续性方程如下： 0=+jj (2-5) 该方程结合maxwell方程就形成了电磁场的基本方程5。 在一个没有电荷和电流密度的区域内，电场和正交耦合的磁场会通过介质在正交 的方向上传播，这就是电磁波。天线的设计就是为了产生发射电磁场和电磁波。通过 maxwell方程，可以推导任何天线产生和传播的电场和磁场。这里考虑的天线的物理 尺寸远小于天线产生的电磁波波长，实际使用的情况也是如此。此线圈通于电流，形 成封闭的电流回路，于是在其周围产生出磁场和电场。推导该辐射磁场需要先计算由 电流密度形成的电势，再由电势计算电场，由电场计算磁场。所以，推导得小线圈天 线产生的磁场由如下公式给出： re rjrj idl h rj ? += )( 1 )( 1 cos2 4 32 2 ? rj e rjrjrj idl + )( 1 )( 11 sin2 4 32 2 (2-6) 由上式可以看出磁场得大小取决于距天线的距离r。当r1时，一阶项占主导， 这是磁场以1/r衰减，定义该区域为远场。由此可见，在近场和远场不同情况下，电 5 磁场表现为决然不同的特性。在近场，电磁场是可再生和准静态的，而在远场，电磁 场是连续辐射的电磁波。该结论对于射频识别系统而言特别重要，那些中低频的在近 场包围的工作距离工作的系统，必须通过准静态场耦合；而高频的一般工作在远场的 射频识别系统则通过电磁波耦合。但在实际情况下，近场和远场的转折点却依赖于天 线的几何形状和尺寸。 本文所讨论的射频识别系统主要是在近场下工作的，所以这里也只关心在近场情 况下天线的行为和基本信号传输和能量耦合的原理。在实际的射频识别系统中，电感 耦合系统更广泛的得到运用。系统的天线能实现电感耦合依赖于在准静态磁场中的相 互作用， 基本上这些系统类似于变压器结构， 在下一节中， 将重点介绍电感耦合系统。 2.2 射频识别系统工作原理 一个基本的射频识别系统包括以下三个部分： （1）用来发射和接收rf信号的读 写器（以后用阅读器代替） ； （2）载有被测物体相关信息的电子标签（以后用标签代 替） ； （3）传输rf信号的天线（包括阅读器天线和标签天线） 。本文研究的高频rfid 系统符合iso/iec 15693标准67， 其数据传输是基于电感耦合原理的。 电感耦合rfid 射频模拟前端的工作原理图如图2-1所示。 vi 数字信号 标签 c2 c3 阅读器 磁场h c1 l2 u1u2 l1 图 2-1 射频模拟前端工作原理示意图 阅读器通过自身天线l1向四周发射高频的调制信号，产生高频的电磁场。由于 使用的载波频率为13.56mhz，其波长比阅读器天线l1和标签天线l2之间的距离大 很多倍，可以把其当作简单的交变磁场来处理。发射磁场的很小一部分穿过标签天线 l2， 并在l2上感应出一个交变电压u2。 将u2整流后可以作为标签芯片的初级电源。 6 l1上并联一个的电容c1构成并联谐振回路；该回路的谐振使得l1上产生较大的电 流，供远距离标签工作。c2与标签天线l2并联，调谐到载波频率，以感应出最大的 u2。由于阅读器发射的信号为ask调制信号，因此接收到的u2为带有调制信息的 ask信号，经过解调后即可送入数字部分处理。标签通过控制自身天线上负载电阻的 导通与否对天线上的电压进行振幅键控，产生ask调制信号。阅读器天线检测该调 制信号，对其进行解调后送入数字部分处理8。 2.2.1 电感耦合 在射频识别系统中，电感耦合标签芯片几乎都是无源工作的。这意味着：微型芯 片工作所需要的全部能量必须由阅读器供应。高频的强电磁场由阅读器的天线线圈产 生，这种磁场穿过线圈横截面和线圈周围空间。发射磁场的一部分磁场线穿过距阅读 器天线线圈一定距离的标签芯片天线线圈。通过感应，在标签芯片的天线线圈上产生 一个电压u，将其整流后作为数据载体的电源，为标签工作提供能量。 这两个线圈的结构也可以解释作变压器，变压器的两个线圈之间只存在很弱的耦 合。采用小型环形天线，假定要推算的空间中磁场点到天线环的距离远大于天线环的 半径，由biotsavart定律可得磁场强度为： = c r rdini h 3 4 (2-7) 式中n：线圈匝数，r：线圈半径 当空间点与天线的距离和天线半径接近时，利用该公式，可以计算沿着线圈轴（x 轴）方向某点的磁场强度。公式如下： x rx nir h ? 2/322 2 )(2+ = (2-8) x：沿x方向与线圈中心的距离 当磁场稳定不变时，通过一定面积a的互感磁通量为： = 2 212112 cos s ahdsb (2-9) 其中是磁场线和表面法线的夹角。互感l12可以用互感磁通量来表示： 7 1 122 12 i n l = (2-10) 互感磁通量的负的时间变化率将在次级线圈上感应出一个电压： 122 12 221 = = nj dt d nv (2-11) 因为次级线圈是和具有一定等效阻抗的电路相连接， 电压v12将产生一个有限的 电流i2。该电流导致次级线圈自身的电感l2产生一个与原磁通量相反的附加磁通量。 该附加磁通量也产生一个电压： 22 2 222 ilj dt di lv= (2-12) 小型环形线圈的自感可以用下面简单近似的公式推导： 75. 1) 8 ln( 2 2 = a r rnl (2-13) r：线圈半径，a：导线的半径，并且af (2-28) 由式(2-28)可见， 带宽完全由基带信号的能谱密度所决定， 它的幅度由载波幅度和 键控度共同决定。当键控度为1时，调制信号的能谱密度就是基带信号的能谱密度乘 于载波最大幅度的平方的四分之一。降低键控度就会降低边带的幅度，且会引入和增 加载波频率中delta函数的权重。所以按照协议的规定，射频系统采用ask键控10 和100调制方法12。如图2-2所示 t a 100% 5% 0 pause t a b pause m=(a-b)/(a+b)=10% 100% ask 信号10% ask 信号 图 2-2 100和 10ask 调制信号图 标签芯片由于面积功耗等原因， 不可能在内部设计一个类似于阅读器的调制电路， 所以不能使用传统的调制方法。在rfid系统中，一般都采用负载调制的方式来返回 数据。在电路中，可将标签天线和阅读器天线看作一个耦合很小的空心变压器。如图 所2-3示： 11 r1r2 ac s1 阅读器侧标签侧 图 2-3 空心变压器等效图 标签没有信号调制时s断开，此时副线圈和主线圈都有大小恒定的电流通过。标签开 始调制时，s闭合。标签的整体等效电阻减小，q值降低则导致感应电流降低，从而 使阅读器天线电流变化。若令开关s受传输数据所控制。当信号为1时，开关开路。 当信号为0时，开关闭合。同时在阅读器天线处检测电流的变化情况，则可以得到标 签返回的正确信号13。 由以上的分析，不难看出标签通过负载调制返回的信号是十分微弱的（在下一章 性能分析时会给出具体值） ，所以如果采用传统的非相干检包络法很难解调出实际的 数据。所以这里需要采用信号幅度和相位一起检测的相干检测方式。通常在rfid系 统中，阅读器通常使用正交解调处理数据。 正交解调方案如下图2-4所示， 信号进入系统后与相位相差90度的两正交信号进 行混频，再通过低通滤波器滤除高频的杂波信号，最后通过一定的解调算法得到正确 而完整的信号14。 nco lpf lpf 解 调 算 法 s(n) )sin(n c )cos(n c 解调输出 xi(n) xq(n) i 解调通道 q 解调通道 图 2-4 正交解调电路示意图 调制信号为 12 )(cos)()(nnnans c += (2-29) 经过正交相干解调运算后 )cos()(cos)()cos()(nnnnanns ccc += =)(cos)()cos( 2 1 nnnna c + (2-30) )(sin)(cos)()sin()(nnnnanns cc += )(sin)()sin( 2 1 nnnna c += (2-31) 进过低通滤波后得到 )(cos)( 2 1 )(nnanxi= (2-32) )(sin)( 2 1 )(nnanxq= (2-33) 根据解调算法中不同信号解调所对应的门限判决电平的值，对xi(n)和xq(n)的值进行 判决，恢复出基带信号中的二进制码元信息15。 2.4 编码与解码 根据15693协议规定，阅读器采用脉冲位置编码模式，这是因为脉冲位置编码 ppm比脉冲幅度编码pam有着更好的抗噪性能， 因为ppm编码不需要对信号电平做 比较判断， 只需要检测信号跳变就可以了；ppm编码还具有很高的能量传输效率，ppm 码序列中的低电平时间（即能量传输间隙）明显少于nrz等其他编码。标准中规定 ppm可以采取256取1和4取1中的任何一种方式， 当采用256取1编码时， 每4.833ms 载波出现一个9.44s的间隙（pause） ，传输8bit需要4.833ms，数据传输速率为 1.65kbits/s；当采用4取1编码时，每75.52s载波出现一个9.44s的间隙（pause） ， 传输2bit需要75.52ms，数据传输速率为26.48kbits/s。综合起来说，256取1方式比4 取1方式传递更多的能量；4取1方式则具有更高的数据传输率。 在实际使用的过程中，10ask调制常和256取1编码结合起来使用作为长距离 工作模式，因为这种情况下能够传递的能量是最多的，但这是以牺牲数据传输率为代 13 价的。100ask和4取1组合起来使用称为快速模式。图2-5表示了这两种的工作 模式16。 长距离模式 10ask和256取1 快速模式 100ask和4取1 图 2-5 长距离模式和快速模式 2.5 本章小结 在射频识别系统中，阅读器和标签芯片通过空中传播的电磁场相联系。为了理解 和设计射频识别系统，我们必须弄清楚电磁场和电磁波是如何产生的，本章节主要介 绍了如下四个方面的内容；1)电磁场如何产生，它们的大小范围，随着距离和方向的 变化情况，以及它们如何被传输和接受的；(2) 介绍射频识别系统的基本工作原理， 并详细分析标签芯片是如何通过电磁场从阅读器得到能量，阐述标签芯片获得耦合能 量的大小由哪些因素决定，并通过电磁场理论推导出最佳值；(3) 介绍了ask调制方 式的优缺点和其频谱能量、带宽与调制深度之间的关系，以及标签的负载调制原理。 并针对阅读器所接受到信号的特殊性， 介绍了正交相干解调的原理和理论基础；(4) 介 绍分析了15693协议所规定的两种编码规则，为后文做出了理论铺垫。 14 3 阅读器芯片射频接口的设计和性能分析 阅读器射频前端的架构如图3-1所示，主体上可分为接受电路和发射电路两个部 分。在发射电路中，来自数字模块的数据信号通过ask调制电路进行100或10 调制，被调制过后的信号通过低通滤波器滤除由于晶振时钟而引入的高频噪声，最后 通过天线匹配由天线将电信号转变为电磁波发送出去。对于接受电路，天线通过电磁 感应接受到标签发送过来的微弱负载调制信号，通过初级滤波整形送给包络检测电 路，采用正交解调法取出包络信号后通过低通滤波器除去干扰的高频噪声信号，然后 通过增益放大器和带通滤波最后获得得到完整正确的接收数据17。 iso15693标准和iso18000-3测试标准对发射功率，工作距离等都有着明确的规 定，这就对阅读器每个模块的工作性能和参数有着严格的要求。本章的余下部分就会 主要对接收电路的各个模块重要性能参数进行分析建模和计算，以使整个电路性能达 到协议的要求，并用严格的理论推导为下一章的电路实现打下扎实的基础。 发送信号ask调制 emc 低通滤波 天线匹配 tx 信号采样低通滤波放大器带通滤波 rx 发射电路 接收电路 图 3-1 阅读器射频前端的架构图 3.1 阅读器的天线匹配 电感耦合系统阅读器天线用于产生磁通量，为了最大限度地向标签提供能量和传 输信息。阅读器天线及其匹配电路应该满足如下几个要求18： 1) 使天线线圈的电流最大，用于产生最大的磁通量 2) 功率匹配，以最大程度地利用产生磁通量的可用能量 3) 足够的带宽，以无失真传送用数据调制的载波信号 15 在绝大多数的电感耦合式射频识别系统中，阅读器发送器的输出阻抗为50欧姆，为 了最大限度传输功率，就需要通过无源的匹配电路将发射天线的阻抗转换为50欧姆， 以实现与50欧姆系统的功率匹配，如图3-2所示19。 c1 c2c0 l0r1tx tvss emc 低通滤波 天线匹配天线 图 3-2 天线匹配电路图 图中tx为ask调制以后的待发送信号，l0和c0共同组成低通滤波电路。因为内 部电路时钟采用的是外接晶振产生的13.56mhz时钟，这样时钟中就可能被引入高频 的谐波，如果不滤除由高频谐波调制形成的噪声信号，就会在标签接受数据中出现错 误。所以l0,c0组成emc低通滤波器，其等效输出阻抗为50欧姆。c1,c2,r1组成 天线匹配电路，使功率放大后的信号能够最大限度的传输到天线上供电线发射支持标 签芯片工作。 首先计算天线的半径和电感值。由前面介绍的电磁场理论可知，较小半径的天线 在其中心处呈现较高的磁场，而较大半径的天线在远距离处磁场较高。所以在设计射 频识别系统时要注意到这一现象，根据实际工作距离设计阅读器天线，合理设计天线 半径。根据测试协议iso18000-3的规定20，标签芯片天线的半径为7.5cm，工作距离 为010cm，则计算电线电感的理论公式如下： 8 . 1 )(ln2nk d i cminhl= (3-1) i：天线线圈长度；d：线圈直径或者线圈宽度；k：天线形状因子（圆形天线k=1.07, 方形天线k=1.47） ；n：天线匝数 在测试情况下，天线半径为7.5cm，阅读器工作在13.56mhz频率下计算可得： 16 表 3-1 匹配电路参数表 天线 l 1.3h 匹配电容 c1 27 pf 匹配电容 c2 180 pf 匹配电阻 r1 6.2 在计算出匹配网络后，我们继续考虑阅读器天线和标签天线之间的耦合情况。互 感系数是两个导体回路的磁通量耦合的定量说明。我们引入耦合系数k来对导体回路 的耦合做定性说明，使其与导体回路的几何尺寸无关，如关系式3-2： 21 ll m k = (3-2) m为互感系数 耦合系数总是在两个极限情况0,1之间变化。 k=0：由于距离太远或磁屏蔽导致完全去耦。 k=1：全耦合。两个线圈处于相同的磁通量中。全耦合变压器技术应用之一是将 两个或多个线圈绕制在高导磁的铁芯上。 只有很简单的天线配置才能分析计算。两个平行的，在x轴上同芯的导体回路的 耦合系数，可按照如下公司近似估算。然而，这个公式只有在导体回路半径r标签30db 单增益带宽 30m 相位裕度 45deg slew rate 14.4v/us 29 3.5 带通滤波电路性能分析 在信号解调过程中滤波器发挥着巨大的作用，只有高性能工作的滤波器才能保证 电路正常的工作。 普通的带通滤波器如下图3-11所示， 其中的低通滤波主要是为了滤 除高频噪声和部分未被采样电路滤除的13.56mhz载波信号。所以其截止频率需要小 于载波信号频率而高于负载信号频率；而高通滤波器除了滤除低频噪声以外还起到调 节偏置电压的作用。由上面的介绍我们可以知道，因为信号进入采样电路的相位是随 着工作距离的不同而发生改变的，所以对信号进行采样时，采样的位置也是随机的。 这就导致了采样出的直流偏置值也不是确定的。如果不用高通滤波隔离直流信号而直 接将其放大，则所有信号将会被放大后的偏置电压差淹没。所以这里使用带通滤波代 替低通滤波器是很有必要的28。 通过对整体性能进行分析，我们可以得到如下滤波器参数要求： 表 3-6 滤波器性能参数表 高通-3db 增益频率 100k 1khz 频率信号抑止 35db 13.56mhz 频率信号抑止 25db vss r1 vin vout c1 c2 r2 图 3-11 带通滤波器等效图 这是一个简单二阶的带通滤波器，对其进行拉普拉斯变换到s域运算可得其传输 函数为： 30 sc r r rc sc r c sc r sh 1 1 1 22 1 1 2 1 1 1 /) 1 ( /) 1 ( )( + + + = 1)( 11212 2 2121 11 + = scrsccrsccrr scr (3-45) 由传输函数可以得到，系统的特征角频率和q值分别为 2121 0 1 ccrr = (3-46) 221211 2121 crcrcr ccrr q + = (3-47) 则通过两式可求出带通滤波的通带宽度为 2121 2212110 2ccrr crcrcr q bw + = (3-48) 然而在实际的电路设计中却发现，单纯的使用二阶带通滤波器很难达到如此高的 参数指标。而且在整个系统中由于滤波器前后级电路不同也需要对其结构进行针对性 的更改。这些更改难免对电路的性能造成影响，在下一章的带通滤波器电路实现的章 节里，将会着重对各种因素进行考虑和处理，设计出既能达到指标又可实际使用的电 路29。 3.6 本章小结 本章首先通过理论计算和建立射频系统模型，得到了阅读器芯片接收到电磁波的 频率，幅度等参数，并对接收电路的各个模块重要性能参数进行分析建模和计算，以 使整个电路性能达到iso18000-3标准的要求，并用严格的理论推导为下一章的电路 实现打下扎实的基础。 31 4 阅读器芯片射频接口电路设计和实现 上一章已经对重要的电路模块进行了理论推导计算和各模块系统级仿真，但是在 实际的晶体管级电路设计中会由于寄生参数的影响而降低电路的性能，也会由于使用 电路拓扑结构的不同需要对电路参数重新修正。所以本章将在上一章节的研究基础上 设计出晶体管级电路，并使用中芯国际0.35um eeprom的工艺库对电路仿真。最后实 现所有预期功能，并达到性能指标。 阅读器芯片射频接口电路框图如图4-1所示，信号被天线接收进入芯片后，首先 被正交的两时钟采样后进入i通道和q通道。因为信号进入通道后，后续的滤波放大 过程完全相同，所以i通道的电路和q通道的电路采用完全相同的模式设计，本文在 介绍和分析解调过程时将采用q通道为例进行说明，i通道的设计可采用同样的方法， 本文就不在重复叙述了。信号经过采样后进入带通滤波电路，滤波器通过选择保留 800khz数据信号，滤除13.56mhz的载波信号，然后经过可控增益放大到合适的幅 度，最后将iq两路信号通入数字算法处理30得到最终的数据信号。本文的研究重点 是采样电路、带通滤波电路、可变增益放大器电路和脉冲整形电路的功能实现以及如 何达到系统级分析所要求的性能指标31。 采样保持 时钟 处理 带通滤波可变增益放大器带通滤波可变增益放大器 算法处理 q_data 采样保持带通滤波可变增益放大器带通滤波可变增益放大器 i_data q采样时钟 i 采样时钟 偏置模块 rx s_data q解调通道 i 解调通道 gain1:0 gain1:0 脉冲整形 脉冲整形 图 4-1 阅读器芯片射频接口电路框图 这里采用先滤波，再放大，再滤波再放大而不采用传统的先两级滤波再放大的过 程是有重要原因的。因为信号进入芯片后，采样位置是不确定的，与工作距离密切相 关，从而导致采样出信号的直流偏置也是不确定的。所以必须先进行带通滤波处理， 一方面滤除高频噪声和载波信号，另一方面可以将直流偏置电平拉到vmid附近，再 32 送入增益放大器，将有效信号放大而避免将噪音信号和偏置误差放大。此外如果将信 号先进行两级滤波再进行两级放大也会出现问题。信号通过两级滤波后进入第一级放 大器处理，由于运放增益不可能无限大则会在输出信号上产生失调和引入高频噪声， 如果此时不通过隔直处理将失调电压拉回到偏置电压vmid上， 而直接通入第二级放 大器，则失调电压会被放大造成巨大误差甚至淹没有效信号。所以在实际运用中，信 号首先进过带通滤波处理再进入第一级放大，然后再经过带通滤波后进入第二级放 大。 采用这种方法可以有效的减少噪声信号和偏置失调的干扰， 保障电路的正常工作。 rx是阅读器天线接收到的信号通过片外电路整形滤波后的结果，可视为阅读器 芯片的输入信号。时钟处理模块将相位相差为90度的正交方波时钟通过逻辑运算变 为占空比为1:4的四相方波时钟送入采样保持电路， 驱动其进行iq采样解调。gain1:0 是增益控制器，控制放大器的增益值，具体参数在上一章中已经有了相应的介绍，在 实际运用过程中gain1:0受片外单片机控制。芯片的解调部分总共有三个电位，vss 是芯片的低电位，设置为0v；vmid是偏置电位，所有的信号加载到这个电位上进 行采样、滤波，也可视其为交流的低电位设置为1.8v，vdd是芯片的电源电压，大 小为3.3v。电路仿真采用中芯国际smic 0.35um eeprom工艺库，仿真工具为cadence virtuoso软件。 4.1 采样电路实现 对信号进行采样，如果采样频率和数据频率相同时，有一定概率会出现“采空” 的情况，即每次采样时正好全部采到0v的位置，如果这样则采样电路将采集不到任 何信号，电路失效。为了避免这种情况的出现，本文引入了正交解调。当有一路信号 出现“采空”的情况时，另一路信号相位相差90度则正好能采集到信号最强的地方， 通过各自通道处理后用相加仍能得到正确的结果32。 由理论推导可以得知，采样电路的采样滤波效果与采样时钟有着密切的关系，采 样电路实现的一个重要前提就是提供稳定的，误差很小的时钟信号。时钟处理模块将 实现这个功能，它可以将相位相差为90度的正交方波时钟通过逻辑运算变为占空比 为1:4的四相方波时钟送入采样保持电路， 驱动其进行iq采样解调。 具体的电路如图 33 4-2所示33。 sc1 sc3 sc2 sc4 aq ai reset 4-2 四相时钟产生电路图 ai和aq是相位相差90度的正交方波时钟，reset是系统的复位信号，输出的逻辑 表达式为 iq aasc=1 (4-1) iq aasc=3 (4-2) iq aasc=2 (4-3) iq aasc=4 (4-4) 通过计算后可得波形 sc1 sc3 sc2 sc4 图 4-3 四相时钟图 其中sc1,sc3送入q通道，sc2,sc4送入i通道。 分别驱动采样电路的两级开关， 控制其工作。 在设计采样电路时，需要考虑摆幅和精度两个参数指标，最简单的采样电路如图 34 4-4所示34 ck vin c m1 vout ck vin c m1 ck m2 图 4-4 采样摆幅改进对比图 在稳定的情况下，输入和输出电压都高于vth值，所以m1保持在线性区，等效 电阻为： )( 1 1 thinddoxn on vvv l w c r = (4-5) 可是当vin接近 thdd vv时，导通电阻会迅速增大，这样在采样过程中传输的时间和 滤波的频率就会随输入信号的大小而改变，则会严重影响采样的精度，而且当输入信 号电压升高时m1可能进入饱和区，这样就限制了采样的摆幅。所以需要用p nmos 一对互补管代替m1。代替后的沟道电路为： ponnoneqon rrr , /= )()( 1 / )()( 1 thpinpoxpthninddnoxn vv l w cvvv l w c (4-6) 由此式可以看出，当输入电压vin接近 thdd vv时，第一个电阻迅速增大，第二个电 阻缓慢减小，等效总电阻缓慢减小；当vin接近 thp v时，同理等效总电阻缓慢减小。 所以在整个工作区内总电阻变化较小，增大了采样摆幅。在提高了采样摆幅后，继续 考虑精度问题。如图4-4所示 35 ck vin c m1 vout qch ck vin c m1 vout ck m2 ck m3 图 4-5 采样精度改进对比图 当时钟出现负跳沿时，m1由线性区进入截至区，沟道里的电荷向外转移。反型层中 总电荷为： )( thinddoxch vvvwlcq= (4-7) 则在电容c上产生误差电压为： h thinddox c vvvwlc v 2 )( =0.8uv (4-8) 虽然误差电压较小，但是射频信号感应电压也相对很小，所以噪声信号仍可能在被放 大后造成误差，我们将使用虚拟管的方法来消除误差电压。如图4-5所示，在电压输 入和输出端加上两个小mos管，当m1断开时，m2导通，前者沉积在c上的沟道 电荷被吸收以建立两个加入管的沟道。当 113322 * mmmmmm lwlwlw=+ (4-9) 电荷注入完全抵消。 通过以上的调整优化和上一章节的理论推导35，最终的电路图如下 rx vout sc1 m1 m2 m3m4 vt vmid sc3 c1 c2 图 4-6 采样电路图 36 rx是电路的输入调制信号，c1、c2是比值为2：1的采样电容。m1，m2是虚 拟管，用于抵消沟道电荷效应，降低噪声干扰。m3、m4管是对管传输门可以等效为 采样开关。sc1、sc3则是两相采样时钟。时钟经过延时网络才能进入电路是因为该 电路中nmos和pmos开关同时断开是十分关键的。 如果nmos器件比pmos器件 早断开t秒，那么输出电压会以大的、与输入有关的时间常数跟踪输入电压t秒，这 种影响会增大采样值的失真。所以这里引入一个延时和反向器相同的传输门来保证始 终到达nmos和pmos的时间相同。对电路仿真波形如图4-7： 图 4-7 采样电路仿真图 由上图可见，当sc1为高时m3、m4管开始采样，此时电容c1上的电压跟随输 入信号的变化为13.56mhz的正弦波。采样1/4个周期后，m3、m4管关断，电容c1 记录最后采样到的电压值，并保持不变如vt曲线所示。当sc3为高时，第二级开关 开始采样，c2和c1进行电荷分配，c2获得c1上的电压值，因为此时c1上的电压 基本不变可视为直流，所以c2最后得到的电压不包含13.56mhz的信号如曲线vout 所示。这样通过时钟工作时序的隔离，电路可以有效的滤除高频载波信号，保留调制 信号。对vt和vout瞬态响应的离散傅立叶变化如图4-8所示 37 图 4-8 采样前后信号离散傅立叶变化图 通过第一个时钟采样后，频率为800khz的调制信号全部通过，但由于跟随效应 也会有频率为13.56mhz的载波信号通过。所以图上的频谱会有两个区段。而通过第 二个时钟采样后，通过相位处理13.56mhz的载波信号全部被滤除，在频谱上只剩下 800khz的区段。 图 4-9 采样前后瞬态分析对比图 图4-9明显可以看出，信号rx进入电路经采样后，高频载波基本被滤除而数据波形 基本上完整的被保留。只是信号中还有些高频噪声被引入，并且信号的直流分量较严 重的偏离了偏置电位vmid，这些问题都有待带通滤波电路解决。 4.2 带通滤波电路实现 在系统中总共有两处使用带通滤波电路。第一处在采样滤波后，第二处则在第一 级增益放大以后。因为两电路所处理的信号不同，实现的功能不同，所需要达到的指 标也不同。所以本文将对两处采取不同方法设计。 第一处带通滤波器，输入信号为采样保持后的初级信号，此信号只是经过了比较 38 粗略的处理，所以里面含有很多的杂波和噪声信号，此时对其进行滤波需要较高的精 度；采样保持后的信号存储在电容上，如果在其后的滤波电路中仍然直接使用电阻电 容结构则不仅会在滤波过程中造成失真，更有可能直接影响前一级采样保持的效果， 所以在设计这个电路时将采用单位缓冲放大器滤波，如图4-10所示36。 vmid op r1 av vin vout c1 c2 图 4-10 单位缓冲放大器滤波等效电路图 单位增益缓冲器有效的隔离了采样电容和滤波电容，防止其直接发生电荷分配而 产生失真。而整个带通滤波模块中的低通滤波电路的电阻即为运放的输出电阻。实际 的电路图如图4-10所示。为了达到输出摆幅的要求，电路采用了折叠运放结构，但又 在其基础上做出了改进。 采用非对称结构去掉一个mos管是为了减少一个高频极点， 使作为滤波作用运放的频率性能更好。而保留m31管是为了调节偏置电位。全局电 路的偏置电位