电力电子课程设计.doc

目 录1主电路设计2 1.1主电路图2 1.2主电路原理分析2 1.3波形分析3 1.4保证晶闸管的可靠关断及有关参数计算4 1.5规则采样法51.6元件清单52控制电路设计6 2.1逆变控制电路的设计6 2.2 正弦波输出变压变频电源调制方式8 2.2.1 正弦脉宽调制技术82.2.2单极性调制方式92.2.3 双极性调制方式92.2.4 单极性倍频调制方式92.3 3种调制方式下逆变器输出电压谐波分析92.3.1单极性调制方式102.3.2对单极性调制方式如上公式102.3.3对单极性倍频调制方式如上公式103关于逆变电路各项注意11 3.1提高直流电压利用率和减少开关次数11 3.2 线电压控制方式（叠加3次谐波）11 3.3 电路的保护与散热113.4 过电流保护 123.5驱动电路的设计133.6 元件清单144 仿真实验154.1 单相桥式pwm逆变主电路原理图154.2 控制电路原理图154.3 仿真所得波形165 结论221 主电路设计1.1 主电路图 图1-1单相桥式pwm逆变电路1.2 主电路原理分析图1是采用电力晶体管作为开关器件的电压型单相桥式逆变电路，设负载为电感性，对各晶体管的控制按下面的规律进行：在正半周期，让晶体管v1一直保持导通，而让晶体管v4交替通断。当天v1和v4导通时，负载上所加的电压为直流电源电压ud 。当v1导通而使v4关断后，由于电感性负载中的电流不能突变，负载电流将通过二极管vd3续流，负载上所加电压为零。如负载电流较大，那么，直到使v4再一次导通之前，vd3一直持续导通。如负载电流较快地衰减到零，在v4再一次导通之前，负载电压也一直为零。这样，负载上的输出电压uo就可得到零和ud交替的两种电平。同样，在负半周期，让晶体管v2保持导通。当v3导通时，负载被加上负电压 ud，当v3关断时，vd4续流，负载电压为零，负载电压uo可得到 ud 和零两种电平。这样，在一个周期内，逆变器输出的pwm波形就由 ud 、0三种电平组成。v3的基极信号比v1落后q （0 q 180 ）。v3、v4的栅极信号分别比v2、v1前移180q。输出电压是正负各为q 的脉冲。改变q 就可调节输出电压。故移相调压就是调节输出电压的脉宽。 图1-2工作波形1.3 波形分析 控制v4或v3通断的方法如图1-3所示。载波uc在信号波ur的正半周为正极性的三角波，在负半周为负极性的三角波。调制信号ur为正弦波。在ur和uc 的交点时刻控制晶体管v4或v3的通断。在ur的正半周，v1保持导通，当uruc时，使v4导通，负载电压 uo=ud ，当uruc时，使v4关断，uo=0；在ur 的负半周，v1关断，v2保持导通，当uruc时，使v3关断，uo=0。这样，就得到了spwm波形 uo 。图中的虚线 uof 表示 uo中的基波分量。像这种在 ur 的半个周期内，三角波载波只在一个方向变化，所得到的pwm波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性pwm控制方式。 图1-3单极性pwm控制方式波形 图1-4双极性pwm控制方式波形和单极性pwm控制方式不同的是双极性pwm控制方式。图1-1的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式是的波形如图1-4所示。在双极性方式中ur的半个周期内，三角波载波是在正负两个方向变化的，所得到的pwm波形也是在两个方向变化的。在ur的一周期内，输出的pwm波形只有ud两种电平。仍然在调制信号ur 和载波信号uc 的交点时刻，控制各开关器件的通断。在ur的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。当 uruc 时，给晶体管v1和v4以导通信号，给v2、v3以关断的信号，输出电压 uo=ud 。当uruc时，给v2和v3以导通信号，给v1和v4以关断信号，输出电压 uo=-ud 。可以看出，同一半桥上下两个桥臂晶体管的驱动信号极性相反，处于互补工作方式。在电感性负载的情况下，若v1和v4处于导通状态时，给v1和v4以关断信号，而给v2和v3以导通信号后，则v1和v4立即关断，因感性负载电流不能突变，v2和v3并不能立即导通，二极管vd2和vd3导通续流。当感性负载电流较大时，直到下一次v1和v4重新导通前，负载电流方向始终未变，vd2和vd3持续导通，而v2和v3始终未导通。当负载电流较小时，在负载电流下降到零之前，vd2和vd3续流，之后v2和v3导通，负载电流反向。不论vd2和vd3导通，还是v2和v3导通，负载电压都是 ud 。从v2和v3导通向v1和v4导通切换时，vd1和vd4的续流情况和上述情况类似。1.4保证晶闸管的可靠关断及有关参数计算晶闸管需一段时间才能恢复正向阻断能力，换流结束后还要使vt1、vt4承受一段反压时间t，tb= t5- t4应大于晶闸管的关断时间tq。为保证可靠换流，应在uo过零前td= t5- t2时刻触发vt2、vt3 。. t 为触发引前时间 ： io超前于uo的时间 ： 表示为电角度 ： 为电路工作角频率；g、b分别是tg、tb对应的电角度。忽略换流过程，io可近似成矩形波，展开成傅里叶级数： 基波电流有效值 ：基波电流有效值 ： 负载电压有效值uo和直流电压ud的关系（忽略ld的损耗，忽略晶闸管压降）： 实际上如中频加热过程中，感应线圈参数随时间变化，必须使工作频率适应负载的变化而自动调整，这种控制方式称为自励方式；定工作频率的控制方式称为他励方式。自励方式存在起动问题，解决方法：1）先用他励方式，系统开始工作后再转入自励方式；2）附加预充电起动电路，形成衰减振荡后，再转入自励。1.5规则采样法单相桥式pwm逆变电路所包含的谐波角频率为式中，n=1,3,5,时，k=0,2,4, ；n=2,4,6,时，k=1,3,5, 其pwm波中不含有低次谐波，只含有角频率为wc及其附近的谐波，以及2wc、3wc等及其附近的谐波。幅值最高影响最大的是角频率为wc的谐波分量。 设正弦调制信号波为 式中，a称为调制度，0a1；wr为正弦信号波角频率，从图1-5中可以得出如下关系式 可以得出 脉冲两边的间隙宽度d为 图4规则采样法1.6元件清单 表1 元件清单2控制电路设计2.1 逆变控制电路的设计逆变电源控制电路的核心是spwm发生器。spwm的实现包括分立电路、集成芯片和单片机实现。它们的电气性能和成本有所不同，各有自己的优势和不足之处。逆变电源spwm电路的调制频率固定为50hz不变，为了降低成本，这里用分立电路组成，如图（2-1）所示。图2-1单相spwm逆变电源控制电路放大第一路tr1,tr4输出，第二路tr2,tr3输出 ic3输出正值比较 ic4输出负值比较,图中，正弦波发生器和三角波发生器分别见下两图2-1、2-2。 图2-2正弦波发生器c1=0.08、r1=10k,c2=0.08,r2=1.8k,r3=1.8k,r6=180k,r4=1.6k,r5=1.6k 图2-3三角波发生器上图中c1=0.2,c2=1,r1=100k,r2=22k,r3=10k,rf=1m,r4=10k.以标准的正弦波信号为参考，将输出电压的反馈信号与之相比较，经由ic1及其外围电路组成的pi型误差放大器调节后得到一个控制信号，送到ic2去调制三角波，既可得到spwm波形。ic3和ic4分别为正负值比较器，它们的输出信号分别ic5和ic6，从而将spwm交替地分成两路，各自放大后驱动相应的开关管对，控制主回路完成spwm逆变。需要注意的是，驱动电路要将每一路信号分成相互隔离的两路，分别驱动处于对角位置上的两只开关管。图2-3为双极性spwm调制方式波形。以上控制电路的特点是不仅能控制正弦波输出的有效值，还能调节输出电压的瞬时值，优化波形，减小谐波失真，提高带负载能力。 图2-3 双极性spwm调制方式波形2.2 正弦波输出变压变频电源调制方式2.2.1 正弦脉宽调制技术随着逆变器控制技水的发展电压型逆变器出现了多种的变压、变频控制方法。目前采用较多的是正弦脉宽调制技术即spwm控制技术。单相全桥式电压型spwm逆变器电路拓扑结构图如图（2-4）所示。图 (2-4) 中s1s4的通断由正弦脉宽调制产生的信号来控制。 spwm正弦脉宽调制可分为双极性调制方式、单极性调制方式和单极性倍频调制方式。 图2-4主电路拓扑图2.2.2单极性调制方式单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频(输出基频)，另一个桥臂始终为高频载波频率)，而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。2.2.3 双极性调制方式 双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。2.2.4 单极性倍频调制方式单极性倍频调制方式的特点足输出spwm波的脉动频率是单极性的两倍，4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，因此，开关管损耗与双极性相同。2.3 3种调制方式下逆变器输出电压谐波分析用mathcad可推导出3种不同调制方式下逆变器输出电压各次谐波有效值与频率的关系式。2.3.1单极性调制方式2.3.2对单极性调制方式如上公式（2）2.3.3对单极性倍频调制方式如上公式（3）式中：m为调制比；n为载波比； f0为正弦波输出变频变压电源的输出电压频率。3种调制方式下逆变器输出电压未经滤波前，单极性调制方式及双极性调制方式下逆变器输出电压谐波分量主要集中在升关频率及其倍频附近，且单极性调制方式下逆变器输出电压谐波分量比双极性要小。单极性倍频调制方式下输出电压的谐波分量主要在2倍升关频率及4倍开关频率附近。选择wpwm逆变器的输出lc滤波器的转折频率为开关频率的ii0，lc滤波器对开关频率及其倍频附近的谐波具有明显的衰减作用。3 关于逆变电路各项注意3.1提高直流电压利用率和减少开关次数直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值和直流电压之比。提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力；减少器件的开关次数可以降低开关损耗；正弦波调制的三相pwm逆变电路，调制度a为1时，输出相电压的基波幅值为，输出线电压的基波幅值为，即直流电压利用率仅为0.866。这个值是比较低的，其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值，实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1。采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0.866还要低。3.2 线电压控制方式（叠加3次谐波）对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。目标使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同。合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。鞍形波的基波分量幅值大。除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。3.3 电路的保护与散热对于单相桥式电压型逆变电路需要对电路提供保护与散热，因为电路存在很多不确定的外界因素，所以要装过载保护和短路保护还有就是过电流保护。对于驱动晶体管需要提供散热器来让它散热，且晶体管必须隔离rt 总内阻，/w；rtj器件的内热阻，/w；rtc器件与散热器界面间的界面热阻，/w；rtf 散热器热阻，/w；tj 发热源器件自有温度，；tc发热源器件表面壳温度，；tf 散热器温度，；ta 环境温度，；pc器件使用功率，w；tfa 散热器温升，；二，散热计算公式：rtf =(tj-ta)pc - rtj -rtc式中：rff（散热器热阻）是选择散热器的主要依据。tj 和rtj 是发热源器件提供的参数（前述），pc 是设计要求的参数，rtc 可从热设计专业书籍中查表。（1） 计算总热阻rt：rt= (tjmax-ta)pc（2） 计算散热器热阻rtf 或温升tfa：rtf = rtrtjrtc tfartfpc（3）确定散热器 按照散热器的工作条件（自然冷却或强迫风冷），根据rtf 或tfa 和pc 选择散热器，查所选散热器的散热曲线（rtf 曲线或tfa 线），曲线上查出的值小于计算值时，就找到了合适的散热器。3.4 过电流保护 过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件,其具有足够快的响应速度,能够在igbt允许的过流时间内将其关断,起到保护作用。 如图3-1所示,过流保护信号取自ct2,经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端,如图11所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时,比较器输出高电平,使d2从原来的反向偏置状态转变为正向导通,并把同相端电位提升为高电平,使电压比较器一直稳定输出高电平。同时,该过电流信号还送到sg3525的脚10。当sg3525的脚10为高电平时,其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。 图3-1 过电流保护电路 3.5驱动电路的设计 驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时,能迅速地建立起驱动电压,又要考虑在需要关断时,能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷,拉低驱动电压。具体驱动电路如图3-2所示 图3-2 驱动电路 其工作原理是： （1）当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦导通,使q1的基极电位迅速上升,导致d2导通,功率管的栅极电压上升,使功率管导通; （2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦不导通,使q1的基极电位拉低,而功率管栅极上的电压还为高,所以导致q1导通,功率管的栅极电荷通过q1及电阻r3迅速泄放,使功率管迅速可靠地关断。 当然,对于功率管的保护同样重要,所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。3.6 元件清单编号元件名个数1放大器52二极管若干3igbt44光耦合晶闸管15示波器16lc滤波单元17变压器14 仿真实验4.1