《测试仪器第七章》word版.doc

第七章 数字化测量仪器中干扰的抑制及防护技术在第一章13中曾指出数字化仪表的抗干扰性能是一重要的技术指标，下面分别讨论串模干扰和共模干扰的抑制问题。71 串模干扰及其抑制 串模干扰电压是指在仪器输入端叠加了被测电压上的那部分不需要的输入电压，如图7-1所示。图中是串模干扰电动势，而是被测电压。由于的存在，测量结果被严重地歪曲了。 若要完全避免串模干扰是不可能的。它的来源很多如：空间的电磁辐射波，测量仪器供电系统中瞬时扰动产生的脉冲干扰，经过变压器绕组间寄生电容串入的工频电压干扰，稳压电源纹波干扰等。它们可能是直流的，如热电动势；也可能是正弦的、非正弦的、短暂脉冲的、超高频和超低频，或者是不同形式干扰的混合。情况如此复杂，必须有针对性地仔细地采取相应的抗干扰措施。因此，对于数字化仪表来说，首先要根据防护干扰的原则采取一系列的屏蔽及合理的接地措施，使串模干扰电压降低到最小程度。但屏蔽、接地技术对某些干扰不起作用，还要采取其他办法来解决这一问题。例如，对于热电动势干扰，可采用低热电动势结构和材料，对于尖峰冲击电压干扰，可采用延时线路，延迟一刻待冲击干扰过去后再进行测量或变换等。 本节着重介绍怎样充分发挥积分式模/数转换原理的抗工频干扰能力。工频干扰，即50Hz的电网电压干扰，是一般使用情况下最常见，也是最严重的干扰。图7-2中的曲线表示一个典型的干扰信号。在被测直流电压上叠加了一个周期为20ms的交流电压，显然除了50 Hz的基波外，它还含有其他高次谐波以及，更高频率的噪声。 为简化问题的讨论，假定干扰信号中不含直流分量，则干扰信号的周期平均值应为零。由此可见，若积分式模/数转换器的采样时间能严格地等于干扰信号的周期或其整致倍，干扰信号对测量结果的影响将等于零。 事实上采样时间不可能完全等于干扰信号周期的整数倍，因此积分结果不能完全排除干扰的影响。至于高频干扰成分，由于难以满足上述条件，也不易用积分器完全消除。但高频成分一般比工频干扰小，影响不大，必要时可用低通滤波器来抑制，但应注意滤波器会带来仪表响应时间的增加。 为了说明仪表对串模干扰的抑制能力，使用了“串模干扰抑制比”这一概念。设串模干扰电压的峰值为，在采取了抑制串模干扰的措施之后，由之引起的测量误差(或模/数转换误差)为，则这种措施使串模干扰的影响下降了倍。套用分贝的表示法，取201g（/）为“串模干扰抑制比”，单位为dB：SMR20lg（/） (dB) （71）SMR是串模干扰抑制比的通用符号(这是我国ZB Y095-82的规定，其他国家还有使用SMRR或NMR等符号的)。 一、 SMR与采样时问T的关系 现在分析积分式模/数转换器的采样时间T与串模抑制比的关系。为讨论方便，先分析干扰电压基波的影响(图7-3)。 设模/数转换器的输入电压中除被测直流电压外，还含有串模干扰电压，其基波峰值为，周期为，积分式模/数转换器的采样时间为T，而串模干扰电压基波相对采样时间始点的相位为。显然 （7-2）其中为干扰电压的角频率。在采样时间内得到的积分平均值为另一方面，如果无串模干扰，应等于，因此，干扰造成的误差为 将式（7-2）代入上式，得经整理得在特定的条件下、T及都是常数，而采样始点所对应的干扰初相位都是随机的，如果考虑n的最大可能值，取则 由式(7-5)可见，若采样时间T是的整倍数，则sin(T/*)=0，于是n0。只要设法取采样时间T=k，k=1、2、，就可使串模干扰的影响完全消失。 如果不能保证：Tk，则由式(7-5)也可看到，若T越长，则串模干扰信号被积分的时间越长，其平均值也越小，因而也将越小。 根据定义，串模干扰抑制比为 （7-6）按照式(7-6)，若取采样时间T40ms，而干扰电压的频率是变量，SMR的变化将如图7-4所示。由图可见，凡是25 Hz及其整数倍频率点上的SMR，因这些点上Tk。其他各处的SMR的趋势是随频率的上升而略上升，这是T越大于，式(7-6)中的分子值也越大。这些说明只要选择采样时间T为干扰电压基波周期的整数倍，则对其高次谐波分量也必然起到抑制作用。 从图上也看到，一旦频率偏离理想抑制点，SMR急剧下降。若取采样周期T为20ms，与50Hz的工频电压正常周期相等，本可预期得到很好的抑制工频电压的作用，但电网频率允许在2范围内波动，使其周期也可能产生士2的波动，导致SMR的急剧下降。因此必须设法使采样周期T与波动的随时保持整数倍关系，这是现有提高SMR的各种方法的出发点。 下面介绍几种提高积分式模/数转换器串模干扰抑制比的方法。 二、固定的采样时间T=k法在一些简单的数字电压表中，采样时间是固定的，设计时令它等于20ms，40 ms，。即令Tk，而为50 Hz工频电压的周期。为简化讨论，图75中画出了采样起始点与工频过零点同步的情况，虽然原理上即使不与过零点同步，只要T=k条件成立，。 由图可见，T=2时，。但若电网频率波动，可能出现的变化，在T时间内的积分平均值不等于零，将出现0。 图中实线画的是50 Hz工频干扰，而虚线画的是有+变化的工频干扰电压。设干扰电压基波为令为周期的相对变化量，即，在采样时间T内干扰电压的平均值为由图可见（这里k=2），若将代入，得 （7-7）将式（7-7）代入上式，得 由于则 （7-8）由式（7-8）可求得在任一值下对干扰电压基波的抑制比为 （7-9）由式(7-9)可知，=0时分母为零，SMR。若k=l，=0.02，即工频电压有-2的变化，则SMR=58dB。但同样是=0.02而k=5时，SMR=44.2dB。 为什么采样时间T长了反使SMR变坏? 因若有的波动，k越大时，积累的误差越多，可见采样时间固定时最好还是取k = 1 。由此也可推论此法对基波以外的高次谐波成分的抑制能力将更差。 三、采样始点与过零点同步，相隔半周期两次采样法 上法虽然简单，但对电网频率波动很敏感，为克服这一缺点，又产生了相隔半周期两次采样法，其原理如图7-6所示。图中画出了两次采样时间T，其间隔约0.5，每次采样起始点与干扰电压的过零点同步，一次与正向过零点同步，第二次与负向过零点同步。由图可见，在第一次采样时间内由于k带来的误差(第三个正半波的阴影部分)与第二次采样同样原因带来的误差大小相等，符号相反。若将两次采样值相加，应等于零，亦即实现SMR=。 实现这一方案时产生的困难是采样起始点不可能完全与过零点同步，如图7-7所示，存在与两个相位差，且一般地。由图可见，由于而使两次采样所得的误差(以面积A+与A-代表)不相等。因此除非=，否则0 。 下面分析时带来的误差。仍然采用，则。第一次采样时若0，有读差，利用式(73)，代入得 此式表示，=0，则sink=0，n1=0。但有意义的是若k=1，也能得到n1=0，因此时sin(k-1)=0。它的物理意义如图7-8所示。由图可见，若k=1，采样时间的始端与终端和kT1时间的始端与终端的距离分别相等，即处在kT1的正中位置，因而在采样时间内干扰电压基波的积分平均值等于零。利用这一原理，可以用一次采样法获得很高SMR值，已有若干利用此原理设计的提高SMR值的方法，读者可参阅文件1。 现在再回到二次采样法的讨论。第一次采样后经过约半周期，当干扰电压负向通过零点时进行第二次采样，这时=kT1(1-)，但初始点相位由于隔了半周期而成为(+2)，仍代入式(7-3)得 （7-11）将两次采样值相加，得最后的干扰误差为 （7-12）相应地 （7-13）由式(713)可知，若=0，则sin(k)=0，或1=2，则=0，均可使SMR=。这是理想情况。但即使0及12，只需较小和21=也较小，由于sin(k)及亦因而很小，其积将更小，从而可望得到较高的SMR值。例如，取=0.02及k=2，2=，21=时得它比前面的固定采样时间法(其计算例中SMR=58dB)为佳，应指出的是实际工作中(2-1)可以做得远小于，因而SMR可望获得更高值。 相隔半周期两次采样法的缺点是必须进行两次采样，降低了采样速度。另一方面，对于高次谐波中的偶次谐波来说，两次采样所产生的两个误差符号相同，因而不能抵消。四、=0法前面两种方法仍然受频偏的影响，因此，近年来趋向于采用使=0的方法，即尽量使T=kT1的条件在电网频率有波动时仍能得到保证的方法。方法之一是将工频电压精确地整形成方波，如果方波的周期TS与工频周期T1完全相等，并用TS作采样时间，则永远等于零，使SMR。 现以图7-9所示整形电路为例。220 V工频电压经变压器降压至38 V，经双向齐纳管限幅，初步整形为近似的矩形波，再经二极管双向限幅，然后输入运算放大器构成的零值比较器，输出前后沿均很陡峭的矩形波，周期为TS。取其两个上跳沿或下跳沿去控制采样时间，波形关系示于图7-10中。串模干扰电压与经变压器来的工频电压(即38V电压)之间一般说来是有相位差1存在的。但只要1是定值，仍可保证TS=T1。但由于噪声影响，方波边缘会发生抖动，以及整形方波控制后面的采样门电路时，门电路输出的采样方波持续时间受门电路翻转延迟时间的影响，不可避免地使TS不完全等于T1，即TS=T1 T下面计算由于T的存在造成的误差。利用式(7-10)可写出 (7-14)由于这里TS=T1(1-)(假定T1是正的)，则 (7-15)一般情况下，采取工频电压整形法后，电网频率波动引起的值已不存在，这里的是整形电路不够完善而引起的，其值自然要比电网频率波动的要小得多，因而可望获得很高的SMR值。 设T=4s，T1=20ms，1=，求得可见效果甚佳。当然，1也有可能相当大，使公式中sin(1)这一项增大而降低SMR。计算表明，即使1= (这实际上是不会出现的极限状态)，为达到SMR=l00dB所需的T应小于0.2s,这按目前的技术能力是可以实现的。令这一方法虽好，但带来了一个新的问题，即TS不是常数。对于各类VT转换型模/数转换器来说，机内的时钟频率f0是固定的，由于TS的变化，将使TS与时钟的周期失去固定的比值关系。以双斜积分型转换器为例，被测电压Ux与转换出来的时间T2的关系为 式中 T2对参考电压UR的积分时间， T1对被测电压Ux的采样时间，相当于这里的Ts为使对时钟信号在T2时间内的计数值nx能与Ux成正比，必须保证：T1=Ts=nR及T2=nx，代入上式，有 显然，只有nR=常数时，nx与的比值不变。若电网频率波动使Ts产生Ts的变化，nR也会相应变化，这将造成工频整形法的误差。欲使这一误差消失，出发点是保持这一项不变。设当产生Ts变化时，令UR也相应产生UR的变化，由于，若能保证如下条件：就能保持nx不变，即不产生误差。按照比例的性质，由上式可得 以代入上式得所需的补偿电压UR为这一电压可由数/模转换器产生，当测出TS后，先将其转换成数码，再经数/模转换器产生相应的UR，图7-11即为实现方案之一。 工作过程如下：采样开始前在五位同步可逆计数器中预置20000。采样一开始，即以周期=1s的时钟脉冲经由TS信号控制的与门进入计数器作减法。若TS=20ms，采样结束时计数器的示数为零，输入数/模转换器的数码亦为零，后者不产生补偿电压UR。若TS因电网频率波动而有+T产生，则在20ms之后，即在计数器内的数字已减至零，与门尚未关闭，此时控制电路将使计数器作加法。在采样结束的瞬间，计数器中将存入n=个数，后者使数/模转换器产生相应的。在反向积分时，以进行积分，使反向积分时间相应缩短而达到应有的准确值，消除了由于大于20ms带来的误差。反之，若，由图7-14可见采样时间T结束时D触发器的CP端上将出现正跳变，而D端已先于CP处于1状态(上跳的结果)，故此时Q输出端将由0变1，打开与门1。但在积分器工作阶段时钟频率不应变化，所以与门1仍由控制电压的“0”电平闭锁着，与门1的输出端A保持高电平，电容经二极管充有约8V电压，电容积累了一定的图7-14模拟式锁相频率自动跟踪法原理电荷量。到了测量休息阶段，由0变1，与门1输出低电平，这一负跳变使三极管导通，将电容 ()上的电荷拉走一部分给反向充电(即放电)，达到稳定后又自动截止。这样的电压下降了某一U，使跟随器的输出电压也下降了U，从而导致压控振荡器时钟周期下降一个使采样时间T相应缩短而接近。如此循环几次之后，可得T=。 反之，若T60dB。 六、数字滤波原理的应用 数字滤波技术近年来得到了快速发展，这是与快速模/数转换器的日臻完善及计算机和微型机的普及有关。现在准确度较高的数字电压表已大都内部装有微处理机；既然AD转换器及P两者兼备，设计者自然想到可应用数字滤波技术来滤掉串模干扰信号，提高数字电压表自身的抗干扰性能。 数字滤波技术应用了较多的数学，本课程限于篇幅，不作详细介绍，读者有需要时可参阅文献(3)。 这里仅对数字滤波概念作一简单介绍。数字滤波器并不是具体的装置，而是一种算法。若在有用信号上叠加了干扰信号，则可以用一固定的采样频率(例如每2ms采样一次)将该信号转换成一列离散数字值(在时间上依次排列的数字信号)，然后按照针对干扰频率而设计的算法，对这列数字信号进行运算, 使运算结果输出的数列中不再含有于扰信号。 这种方法是参考了模拟滤波器的数学模型而发展的。在模拟滤波器的设计中，处理的是连续时间信号，因而采用拉氏变换的方法将求解微分方程的问题转换为求解代数方程问题。相应地，在离散时间信号的系统中，为避免直接求解差分方程，发展了z变换方法，将求解差分方程问题转换为求解代数方程问题。(关于z变换的数学，可参阅文献(3)。例如若信号x( t )中含有50Hz的干扰成分，可设计模拟滤波器具有相应的传递函数。W(s)=图7-15 模拟滤波器传递函数及其滤波特性从而构成带阻滤波器，在50Hz点上具有很强的抑制。如图715所示。如果用快速模/数转换器将连续时间信号x( t ) (设信号频率为10Hz，干扰频率为50Hz)进行每秒500次采样，x( t )被转换成离散信号x( n )，现在可以设计一个数字滤波算法，其z变换的传递函数为H( z )11.62式中 H( z )z变换的传递函数; x( z )输入离散信号x( n )的z变换函数; y( z )输出离散信号y( n )的z变换函数。图716为与上述Z变换传递函数的数字滤波算法流图及相应的滤波特性。计算结果输出的离散信号y( n )中已不，再含有50Hz成分。在图716 c中，含的小方框为单位延时环节，其输入输出关系为 y( n )=x( n-1 )意即x( n )经环节后将延迟一个均匀采样时间间隔T后输出，即为y( n )。图中的小三角形是乘系数环节，信号经过时被乘以某一系数，如图上标注的“-1.62”。由图7-16 c可见，它是与式(7-19)对应的，而这样的算法，微处理机是可以胜任的。但实际用于直流数字电压表中抑制串模干扰时，由于被测信号是直流电压，数字滤波的算法可以简化为求取多次采样值的平均值，从而提高滤波速度，节约存贮器空间。 前已述及，积分式数字电压表的采样时间T应取20ms的整数倍，才能获得高的SMR值。但这降低了测量速度。如果减少T，则每次积分结果中都含有干扰误差，当采样始点不与工频干扰过零点同步时，上述误差的值具有随机性，若取若干次采样结果的平均值，就可降低此误差。一般说来，若以n次采样结果取平均值，则误差可降低倍。图716数字滤波器及滤波特性a)数字滤波器 b)滤波特性 c)结构框图基于以上原理，近代先进的精密数字电压表不少已采用了这一方法。现以SOLARTRON7081型数字电压表为例，它是有8位数字显示的高精度仪表，内部采用脉冲调宽型积分转换器，一次采样时间为1.5625ms。如果进行快速测量而使用“100次s”测量档，此时积分时间等于一次采样时间，由于未作平均值计算，串模干扰影响严重，分辨力大大降低，只能显示位读数。在进行特别精密的测量时，只能使“”测量档，此时积分时间为51.2 s，实际是进行了32768次采样，并由微处理机算出平均值，因而几乎完全排除了工频干扰，分辨率稳定地保证10nV，示数稳定，可提供位读数。表7-1列出了7081型数字电压表的刻度尺长度与积分时间的关系。表7-1 7081型DVM刻度尺与积分时间的关系刻度尺长度积分时间s测量数度附加误差（数字）.9999999951.2.99999993.2.9999990.4.999990.1.99996.2510.9991.62510数字滤波法的优点是不仅可以抗工频干扰，而且对其他频率的干扰亦有抑制作用，缺点是对幅值大于被测信号的干扰，当信号与干扰幅值之和超过当时使用的量程时，就必须上升一个量程后才能测量，从而降低了分辨率及增大了测量误差(参阅第一章中两项和方式的误差公式)。其次是测量速度在作高精密度测量时下降太多，由表7-1可见，当要求7位读数时，测量速度降低到3.2s一次。DATRON的1081型精密数字电压表也可提供7位读数显示及10nV的分辨率，但测量时间为500ms，可见数字滤波法在速度上逊色不少。1081型数字电压表在50ms的测量时间下具有SMR=66dB，若接入模拟滤波器，可提高到120dB。在采用数字滤波法即取平均值法时，必须同时使用锁相频率跟踪法，保证时钟周期及采样时间均能跟踪工频周期的波动而变化，才能取得良好的效果。7081型数字电压表除用了数字滤波法外还采用了锁相频率跟踪技术，其串模干扰抑制比在5位、6位、7位、8位显示档上为SMR70dB(允许工频波动士3)。七、SMR的测定按照ZBY09582的规定，串模干扰抑制比必须在最高分辨力量程上进行，测试方法框图如图7-17所示。测试时先在输入端加一直流电压，然后再叠加交流电压并逐渐增大之，使被测表的示值发生变化，分别记下这时的交流电压峰值及被试表的输出值，按下式计算串模干扰抑制比。串模电压源的频率为(11)50Hz，串模电压源应与被测表的供电电源为同一电源，其相位应调到使被试表产生最大影响处。串模干扰电压的大小应使输出值的变化尽可能的大，但其峰值与所加直流电压之和不应超出被试表的有效测量范围。 图7-17 SMR测试方框图7-2 共模干扰及其抑制共模干扰电压是指数字电压表两输入端和地之间存在的电压。共模干扰电压峰值与其引起的测量误差，即模/数转换示值的变化之间的比值称为共模干扰抑制比，其表示符号为 (单位为dB) (7_20)式中 共模干扰电压峰值； 由共模干扰电压引起的数字电压表读数的变化。共模干扰抑制比的概念不是在数字电压表中专有的，一个有双输入端的差分放大器也存在共模电压的干扰问题，对于它的抑制，主要采取放大器电路的合理设计来解决。数字电压表的共模电压干扰问题要复杂得多，若想获得良好的抗干扰效果，不仅对仪表的屏蔽系统要作特殊的考虑，在使用数字电压表时还要注意合理的外电路接地，否则即使仪表本身的CMR指标很高，也难获得良好的效果。一、 共模干扰电压的产生原因 在实际测量现场，尤其存在高电压、大电流、强磁场等的设备时，对于具有双输入端仪表，常常会产生同时施加在两个输入端上的电压，它们可能是直流的或交流的，也可能是交直流混合的。归纳共模电压产生的原因，大体上有以下三类：1由被测信号源的特点产生 一般被测电压源具有一端接地一端输出的形式，但也有双端输出而均不具有地电位的形式，例如具有双端输出的差分放大器和不平衡电桥等。图7-18所示为不平衡电桥的输出方式，输出对角的两点a、c的对地电位，即为共模。干扰电压。2电磁场干扰 当高压设备的电场同时通过分布电容耦合到无屏蔽的双输入线而使之具有对地电位时，或者交流大电流设备的磁场通过与双输入线的互感在双输入线中感应出相同大小的电动势时，都可能产生共模电压施加在数字电压表的输入端，如图719所示那祥。由图可见，当很大时，通过局部电容、耦合到无屏蔽双输入线上的对地电压是在相应电容上的分压值及 图718 不平衡电桥的输出电压及其共模电压如耦合电路对称，=，它们即为共模干扰电压，在很高时，可达几百伏甚至更高。若耦合电路不对称，则，不仅产生共模电压，且将产生差模干扰电压=。大电流载流导体电磁场在双输入线中感生的干扰电动势及亦具有相似的性质若=，则产生纯粹的共模干扰电压。反之，则同时还产生差模干扰电动势=-。3由不同的地电位引起当被测信号源与数字电压表相隔较远而不能实现在共同的“大地点上接地时，由于大地或接地系统导体中流有强电设备的大电流而使各点电位不同，造成两接地点间的电位差，如图7-20所示。由图可见，对数字电压表而言，是共模干扰电压，为两接地点间的等效电阻。以上三种干扰可能同时存在。无论是何种原因产生的共模干扰电压(假设电、磁耦合均对称，因而不存在差模电压时)，其效果都相当于接地点电位差，因此在讨论共模干扰电压的影响时可将图7-20作为等效电路进行分析。不过应将有关的参数全面画上，这就成为图7-21，图中及为双输入线各自的线电阻，及为数字电压表两输入端的输入阻抗，及为两输入端的等效共模干扰电流；为总的共模干扰电流为等效共模电压。与为电磁感生电动势。 图7-19 电磁场干扰引起共模电压实际工作情况下，两输入支路的阻抗(+)及(+)不可能完全相等，也不可能等于零。由图721可见，即使只存在等效共模电压，它所产生的及也不可能相等，因而产生差模 图7-20 地电位差形成共模干扰电压电流=-，这种差模电流对于具有差分输入级的测量电路来说，将使测量结果产生误差。因此，共模干扰实际上是转换为串模干扰而起作用的。图721 共模干扰等效图二、抑制共模干扰电压的方法由前面分析可以得到针对共模干扰产生原因的相应抑制措施，这些措施可归结为屏蔽、接地、浮置、隔离、对称五种。现设采取图722所示的防护措施，即采用双蕊屏蔽线作输入线，外屏蔽层与信号源的屏蔽罩及数字电压表的屏蔽罩G点相连接，信号源的线路“地”与屏蔽罩相连，后者接“大地”；数字电压表的测量线路部分浮置，即与机壳之间无电的连接，而自成系统，其线路“地”称作模拟地。模拟地与机壳之间存在绝缘电阻及寄生电容 (主要是变压器原、剐线圈间的电容)形成浮置阻抗，其值一般以兆欧为单位。机壳接地，设其接地点与信号源的接地点不能相共，故分别以阴影线与网形线表示之。信号源内阻与输入线电阻足的影响共同以不平衡阻抗等效之，而输入阻抗的的影响以等效之。图722 简单的屏蔽、接地、浮置结构下共模干扰电压的作用由于采取了以上措施，高电压电场的耦合通路被接地的屏蔽系统隔断，大电流磁场所感应的电动势，由于双蕊线两导线间的回路面积很小而可认为，它们可归入等效共模干扰电压。大电流磁场在屏蔽线外皮中感应的电流，将以屏蔽及地为回路而不流入测量仪器输入端，但在外皮电阻上会形成一定的电压降，由图可见与是并联的，其影响也可归入中去。由于浮置的结果，共模干扰电流的通路上增加了一个很大的浮置阻抗=，使及、的绝对值大大减小，因而也减小了差模电流=-的绝对值。情况虽然改善了，但共模干扰并未完全消除。这里存在三个问题：地电位差仍然存在(包含在中)；在外电路不平衡阻抗上形成的压降成为串模干扰电压信号；因形成的差模干扰电流信号。因此，图722的防护结构并不十分完善。上述结构中采用了屏蔽、接地与浮置三项措施。从原理上讲，还可采取某种对称措施，使外电路两输入支路的电阻相等，消除，但由于实际被测信号源的千差万别，其内阻变动范围很大，难以造成固定不变的对称。现在来估算一下由于所引起的干扰影响。设输入阻抗之 (近代数字电压表的输入阻抗为M)，则，为浮置阻抗中的电流，而由外电路不对称引起的串模干扰电压为 (720)共模干扰抑制比若理解为由共模电压所引起的与被测信号叠加的串模信号的影响，则可将两者之比的分贝值来表示共模抑制比的大小，即 (722)由式(7-22)可见，外输入电路越不平衡(越大)，或浮值阻抗越小，则CMR就越小。例如，当=1K，=1000pF，=1 G，干扰频率=50Hz时，由式(7-22)得 CMR=60dB这是很不够的。在上面诸参数中=1000pF是一个关键值，如能采用良好的变压器屏蔽隔离技术，使大大降低；就可提高使CMR进一步增加。应指出，若严格从定义出发，CMR以式(7-20)计算，式(7-22)仅是一种接近实际的估算方法。由此可见，如是直流共模电压，则利用式(7-22)可以计算出CMR。若是交流工频电压，则当它转化为而成为串模干扰形式时，积分型数字电压表还能对它作进一步的抑制。因此，实际的情况是：一台数字电压表的直流共模抑制比CMR(DC)交流共模抑制比CMR(AC)，这是因为浮置阻抗中不起旁路作用；另一方面，积分型模/数转换式数字电压表交流共模抑制比常常优于其他型式的。图7-23 双层屏蔽及浮置系统为了进一步提高CMR，采用了双层屏蔽及数字、模拟电路互相隔离的浮置结构，如图7-23所示。图中，模拟电路部分与内屏蔽无电的连接，即对内屏蔽是浮置的。数字电路以如屏蔽为“地”，因而与模拟电路不存在公共地线。两者互相隔离，信号通过脉冲变压器或光电耦合器件互相传递。由于又增加了一个屏蔽盒，故称双重屏蔽系统。内、外屏间的阻抗为。的加入，产生了以下两个效果(参看等效电路图7-24)。第一，、的值进一步减小；第二，有了极大的降低。由图7-24可见，现在被与分压后才作用到输入回路中去。由于，下降甚多。如果忽略地电阻 (约0.1数量级)及，可求得的近似值为 则为由此共模干扰抑制比增加为 (7-23)与式(7-22)相比，增加了倍。设=10M，=10，则增加了一百万倍，即