两种ZVS方式AHB直流变换器的比较研究.doc

两种zvs方式ahb直流变换器的比较研究张友军1、2，2.苏州大学机电工程学院，苏州 215021）comparisons of two kinds of zvs mode ahb dc/dc converterszhang youjun1、2 ruan xinbo1 (1. nanjing university of aeronautics and astronautics nanjing 210016 china 2. soochow university suzhou 215021 china)abstract: asymmetrical half-bridge (ahb) dc/dc converter has the advantages of simple structure, easy realization and high efficiency. there are two kinds of mode to achieve zero-voltage-switching (zvs) for its switches of primary side: load current zvs mode and magnetizing current zvs mode. the operation principle, control method, design criteria of the key circuit parameters and experimental results of two kinds of zvs mode ahb converters are deeply and comparatively investigated in this paper. the former is appropriate to medium power applications and the latter to low power applications.key words：asymmetrical half-bridge; dc/dc converter; zero-voltage-switching; magnetizing current摘要：不对称半桥ahb直流变换器具有结构简单、控制容易、变换效率高等优点，其原边开关管实现零电压软开关的方式有两种：负载电流zvs方式和激磁电流zvs方式。本文对两种不同zvs方式ahb变换器的电路工作原理、控制策略、关键参数设计依据及原理试验进行了深入的比较研究。负载电流zvs方式ahb变换器适用于较大功率应用场合，而激磁电流zvs方式ahb变换器则适用于小功率应用场合。关键词：不对称半桥；直流变换器；零电压开关；激磁电流0 引言采用不对称占空比控制半桥变换器，最早由paul.imbertson提出1，多年来人们对此进行了大量研究。不对称半桥（asymmetrical half-bridge，ahb）直流变换器具有所用元器件少、结构简单、控制容易、效率高等优点。其利用谐振可使开关管实现零电压开关（zero-voltage-switching，zvs）。由于ahb变换器需要一定的漏感能量来实现zvs，而漏感能量与电流(含激磁电流、负载折射电流)、漏感大小有关。负载电流zvs方式ahb变换器的漏感能量主要由负载折射电流提供，为在较宽负载范围内实现开关管的zvs，其常采用的方法是增大变压器的漏感或在变压器原边串联一个电感2、3；而激磁电流zvs方式ahb变换器的漏感能量主要由激磁电流提供，其利用变压器激磁电流，可在空载至满载范围内实现开关管zvs4。针对两种不同zvs方式ahb变换器的电路工作原理、控制策略，本文进行了深入的比较研究，得到了关键参数设计依据；并研制了两台原理样机，给出了对比试验结果，得到如下结论：负载电流zvs方式ahb变换器适用于较大功率应用场合，而激磁电流zvs方式ahb变换器则适用于小功率应用场合。1 电路工作原理图1为ahb变换器的电路拓扑结构，其中uin为输入直流电压，q1、q2为原边开关管，vd1、vd2为q1、q2的体二极管，c1、c2为q1、q2的结电容；虚线框内是变压器tr，ls为漏感，lm为激磁电感，n1、n2、n3为原、副边绕组匝数；cd为隔直电容；vd3、vd4为副边整流二极管；lf、cf构成输出滤波器；电阻rs用来检测原边开关管电流。为分析方便，假设：1、 所有器件均为理想元件；2、 电容cd、cf足够大，其电压纹波可忽略；3、 结电容c1=c2=c；4、 输出滤波电感lf足够大，在开关期间，可认为是一个电流为il的恒流源。图1 ahb变换器的电路结构fig.1 the circuit structure of ahb converter1.1 负载电流zvs方式工作原理图2为负载电流zvs方式ahb变换器在一个开关周期内的工作波形。在一个开关周期内，变换器可分为12个工作模态，其等效电路如图3所示。图2 负载电流zvs方式稳态波形fig.2 steady waveforms of load current zvs mode（1）开关模态1t0，t1如图3（a）所示。t0时刻前，开关管q1导通，变压器原边总电流ip为正，ip经q1、cd、ls、lm和n1、rs、uin流通；副边二极管vd4导通，原边向副边传递能量；忽略漏感电压，变压器副边输出电压urect=(uin-ucd)n2/n1。在t0时刻，q1关断，由于有电容c1及c2，q1为零电压关断。c1的电压近似线性上升，c2的电压uab近似线性下降，变压器原边电压up下降，导致urect下降。t1时刻，uab由uin下降到ucd（cd两端电压），up下降到零。（2）开关模态2t1，t2如图3（b）所示。t1时刻后，uab继续下降，up变为负值，绕组n3开始有电流经vd3导通。由于ls存在，ip、i1不能突变，同时为保持il不变，vd3、vd4共同导通，变压器副边等效短路，urect为零。由于副边短路，up全部加在ls上，ip、i1开始减小，折射到副边为i2减小、i3增加；此阶段激磁电流im几乎不变；c1、c2和ls串联谐振。t2时刻，c1电压上升到uin, c2电压 uab下降到零。（3）开关模态3t2，t3如图3（c）所示。t2时刻后，uab为零，ip经vd2流通，ucd全部反向加在ls上，ip、i1线性下降，i2减小、i3增加，im不变。（4）开关模态4t3，t4 如图3（d）所示。t3时刻，q2零电压开通（开通前ip经vd2流通）。ip、i1继续线性减小。至t4时刻，ip减小到零，im=i1。为使q2零电压开通，必须保证q2开通时刻t3在t2t4之间。（5）开关模态5t4，t5如图3（e）所示。t4时刻后，ip反向线性增大。至t5时刻，i2减小到零、i3增加到il。（6）开关模态6t5，t6如图3（f）所示。t5时刻后，变压器短路状态结束，q2继续导通，ip反向线性增大，经cd、q2、lm及n1、ls流通；im先线性减小至零，再反向线性增大；il经vd3流通。t6时刻，q2零电压关断。t6，t12为后半个开关周期，其电路工作情况和前半个开关周期t0，t6类似。（a） t0，t1（b） t1，t2（c） t2，t3（d） t3，t4（e） t4，t5（f） t5，t6图3 负载电流zvs方式稳态时的模态电路fig.3 equivalent circuits of load current zvs mode1.2 激磁电流zvs方式工作原理激磁电流zvs方式ahb变换器在一个开关周期内的工作波形，如图4所示。在一个开关周期内，可分为12个工作模态，其等效电路如图3（a）、图3（b）、图3（c）、图3（f）和图5所示。图4 激磁电流zvs方式稳态波形fig.4 steady waveforms of magnetizing current zvs mode其开关模态1t0，t1、模态2t1，t2、模态6t5，t6和负载电流zvs方式ahb变换器的对应开关模态一致。区别主要在于模态3、4、5。（1）开关模态3t2，t3如图3（c）所示。t2时刻后，uab为零，ip经vd2流通，ucd全部反向加在漏感上，ip、i1线性下降，i2减小、i3增加，im不变。至t3时刻，i2为零、i3等于il，副边短路状态结束。（2）开关模态4t3，t4 如图5（a）所示。t3时刻后，变压器短路状态结束，ip经vd2流通，ucd反向加在ls及lm上，ip、im线性减小；忽略漏感电压，urect=ucdn3/n1，副边vd3导通，原边向副边传递能量。（3）开关模态5t4，t5如图5（b）所示。t4时刻，q2零电压开通（开通前ip经vd2流通）。ip、im继续线性减小。至t5时刻，ip减小到零，im=i1。为使q2零电压开通，必须保证q2开通时刻t4在t2t5之间。后半个开关周期t6，t12和前半个开关周期t0，t6类似。（a） t3，t4（b） t4，t5图5 激磁电流zvs方式稳态时的模态电路fig.5 equivalent circuits of magnetizing current zvs mode2 关键电路参数设计与分析2.1 主要参数关系根据变压器的磁平衡（两种方式一致），忽略q1、q2控制信号的死区时间，可得电容cd电压： （1）其中d为开关管q1的占空比，uin为输入直流电压。当电感电流il连续时，输出电压uo为： （2）因为电容cd的存在，变压器原边总电流ip的直流分量为零，即（im+i1）的直流分量为零。若lf 足够大，则il等于负载电流io，那么可得： （3） （4） （5）其中n1、n2、n3为原、副边绕组匝数；im为变压器原边激磁电流im的直流分量；i1为变压器原边绕组电流i1的直流分量；dim为im的纹波峰峰值；t为开关周期时间。2.2 zvs实现条件以开关管q2为例，在t1，t2阶段（两种方式一致），根据t1时刻的初始条件，可得： （6） （7）式中ip1为t1时刻ip的值（记ipk为tk时的值）；zn为特征阻抗；wn为谐振角频率，即： ， （8）t2时刻uab=0后，q2才可实现zvs开通。故由式（6）可知，q2实现zvs开通须满足条件： （9）同理可得，q1实现zvs开通须满足条件： （10） 参考图2、图4，ip1、ip7为ip的正负峰值，分别等于im的正负峰值与副边电流折算到原边的值之和。式（9）、式（10）可表示为： （11） （12）将式（4）代入式（11）、式（12），得： （13） （14）式（13）和式（14）表明：开关管q2、q1实现zvs开通的条件存在对偶关系；当0d0.5，q2比q1容易实现zvs软开关；当0.5d1，则是q1比q2容易zvs。2.3 死区时间设置2.3.1 负载电流zvs方式死区时间为使q2零电压zvs开通，必须保证q2开通时刻t3在t2t4之间。则死区时间td2= t3-t0应满足： （15）其中（16） （17）而 （18）（t4-t2）是死区时间td2的可变范围，其值越大，越有利于实现宽范围的zvs。同理可得q1死区时间td1=t9-t6。2.3.2 激磁电流zvs方式死区时间激磁电流zvs方式时，q2开通时刻t4应在t2t5之间，其死区时间td2= t4-t0须满足： （19）其中（t2-t0）见式（16），而 （20）（21） （22）由图2可知，负载电流zvs方式中t1，t5、激磁电流zvs方式中t1，t3皆为副边短路时段，t1，t2是谐振阶段，故负载电流zvs方式中t2，t5对应于激磁电流zvs方式中t2，t3。负载电流zvs方式ahb变换器，是利用t2，t4时段来实现开关管zvs开通，其长短与负载电流、漏感大小成正比2、3。因此在输出负载较小时，负载电流zvs方式ahb变换器难以实现zvs开关。而激磁电流zvs方式ahb变换器，用来实现zvs的t2，t5时段比较宽裕，其中t3，t5时长与（lm+ls）、ip3成正比；由图4知，t3时刻后副边即有电压urect输出，故t3，t5时段不存在占空比丢失；因此，为在全负载范围内q2都能实现zvs开通，其开通时刻t4不宜放在t2t3之间（该时段短，与负载有关），而应放在t3t5之间，并保证ip3略大于零，即可得到一个较大的死区时间设置范围，有利于电路实现及降低生产成本。同理q1死区时间td1= t10-t6也应满足类似条件。2.4 zvs负载范围2.4.1 负载电流zvs方式负载电流zvs方式ahb变换器的dim较小，理想情况下为零。由式（13）和式（14）可知，只有负载电流io大于一定值时，q2、q1才能实现zvs，所以负载电流zvs方式ahb变换器适用于较大功率应用场合。通过增大特征阻抗zn，可以在较宽负载范围内实现开关管zvs，其常采用的方法是增大变压器的漏感或在原边串联一个电感。但增大漏感或外接电感会带来很多不良影响，不仅输出整流二极管上出现电压尖峰、产生寄生噪声，此外由于占空比丢失和漏感成正比，故漏感越大，占空比丢失会越严重，从而使变换器效率变低5、6。故在zvs负载范围和漏感大小（或外串电感）选择时应折中考虑。2.4.2 激磁电流zvs方式激磁电流zvs方式ahb变换器的dim较大，当dim大于一定值时，即使负载电流io为零，式（13）和式（14）也能满足，亦即q2、q1可在空载至满载范围内实现zvs。当变换器的满载功率增大时，开关管的电流定额也需增大，相应结电容增大，特征阻抗zn减小，满足条件的dim也需增大。但激磁电流过大，会使变换器的损耗增大、效率降低，因此激磁电流zvs方式ahb变换器只适用于小功率应用场合。为获得一个较大的死区时间设置范围，从而有利于电路实现及降低生产成本，激磁电流zvs方式ahb变换器在t4、t10时刻前的电流ip方向不能改变，应满足： （23） （24）式（23）和式（24）表明：激磁电流峰值必须大于副边电流折算到原边的值。两式相加，得： （25）由此可知dim必须大于副边两绕组电流折算到原边的值之和，io越小或dim越大，越容易实现zvs（可利用的t3，t5越长）。3试验结果比较根据上述原理，本文分别研制了两台150w的原理样机，输入电源uin=390v，输出电压uo=12v，额定输出电流io=12.5a。选择开关工作频率为70khz；变压器匝比为n1:n2:n3=36:2:3；开关管q1、q2：stp12nm50fp（12a/500v，rds=0.30w）；副边二极管采用整流同步开关管q3、q4：fdb045an08a0（80a/75v，rds =4.5mw）。负载电流zvs方式变换器lm=2.36mh，ls=36uh (含外加电感29uh)。激磁电流zvs方式变换器lm=465uh，ls=8uh。两种不同zvs方式变换器在额定满载时，原边总电流ip实验波形，见图6所示；原边开关管q2的漏源电压uab和驱动信号ugs2的实验波形，见图7所示。当uab为零后，ugs2才有正向电压去开通q2，故q2为zvs开通。采用同步整流，两种不同zvs方式变换器的负载效率曲线见图8所示。负载电流zvs方式变换器的效率要略高于激磁电流zvs方式，这是由于后者激磁电流引起的变压器铁耗略大。在小功率应用场合，激磁电流zvs方式变换器无需外加电感，即可在全负载范围内实现开关管zvs；另外其死区时间设置范围较大，有利于生产及降低成本。故相对于负载电流zvs方式变换器，激磁电流zvs方式变换器具有电路更简单、成本较低的优点。（a）负载电流zvs方式（b）激磁电流zvs方式图6 原边总电流ip实验波形fig.6 the test waveforms of ip（a）负载电流zvs方式（b）激磁电流zvs方式图7 q2的ugs2和uab实验波形fig.7 the test waveforms of ugs2 and uab图8 两种不同zvs方式变换器的负载效率曲线fig.8 efficiency curves of two kinds of zvs mode converters4 结论本文对两种不同zvs方式ahb变换器的电路工作原理、控制策略、关键参数设计依据及原理试验等进行了深入的比较研究。负载较小时，负载电流zvs方式ahb变换器难以实现开关管zvs，为在较宽负载范围内实现zvs，其常采用的方法是增大变压器漏感或在原边串接一个电感，适用于较大功率应用场合。而激磁电流zvs方式ahb变换器利用变压器激磁电流，可在空载至满载范围内实现开关管zvs；相对于负载电流zvs方式，其效率略低，但具有电路更简单、成本较低的优点，适用于小功率应用场合。 毕业论文答辩开场白尊敬的主持人、评委老师：早上好，我是09春行政管理本科的学生xxx。我的毕业论文题目是论我国城市公共物品及其供给，指导老师是xxx老师。我的论文从确定题目、拟定提纲到完成初稿、二稿、三稿到最后的定稿，得到了x老师的精心指导，使我很快掌握了论文的写作方法，并在较短的时间内完成了论文的写作。不论今天答辩的结果如何，我都会由衷的感谢指导老师的辛勤劳动，感谢各位评委老师的批评指正。首先，我想谈谈这个毕业论文设计的目的及意义。随着全球经济一体化的突飞猛进,国家之间的经济界限渐趋模糊,但却使国家次级的经济形式城市经济的重要性日渐突出起来,城市之间的竞争正成为国家之间竞争的重要依托。世界各国(地区)政府都正积极致力于培育和提高城市竞争力,而城市公共物品的供给则是推动城市竞争力提高的重要因素,城市公共物品的供给理所当然地受到了各国(地区)政府的高度重视。在二十一世纪的今天,城市化不仅是我国经济增长的一个支撑点,也是增进国民福利的重要手段,若处理不当则会成为我国经济持续高速发展的障碍。未来10几年,中国城市化将进入从40%发展到70%的国际公认的加速发展时期。随着中国城市化进程的日益加快,如何在新的形势下,实现城市公共物品有效地供给以满足城市发展的需要,成为我们当前急需解决的重大问题。为此，研究我国城市公共物品的问题，具有十分重要的理论和现实意义。于是最终将论文题目定为论我国城市公共物品及其供给。其次，说说文章的具体结构。论文阐述了城市公共物品的定义及特点，分析了我国城市公共物品供给不足的现状及城市公共物品供给方式，着重探讨目前提高我国城市公共物品供给的方法：树立“公共财政”观念,转变政府职能 ；加快投资融资体制的改革,加大对城市公共物品的投资 ；改进政府对公共物品生产的管制方法 ；发挥市场与社会的力量,形成供给主体多元化格局等。只有切实做好对城市公共物品的供给，才能使公共物品满足城市公众的需要，更有效地为社会和民众服务。唯有如此，和谐社会的建设才会事半功倍。我想谈谈这篇论文存在的不足：限于各种条件的制约，使得本论文对城市公共物品的供给方式探索不够深入，还需要继续进行思考和探索。最后，再次感谢x老师在我的毕业论文写作过程中所给与的悉心帮助与指导；其次我要感谢各位专业老师在这两年来我的教育与培养，使我初步掌握了行政管理专业的基本知识，还要感谢本专业同学对我的关心与支持，和你们生活在一起的日子很快乐！也很难忘！恳请各位老师、同学们进行批评指正。谢谢大家！我的大学爱情观目录：1、 大学概念2、 分析爱情健康观3、 爱情观要三思4、 大学需要对爱情要认识和理解5、 总结1、什么是大学爱情：大学是一个相对宽松，时间自由，自己支配的环境，也正因为这样，培植爱情之花最肥沃的土地。大学生恋爱一直是大学校园的热门话题，恋爱和学业也就自然成为了大学生在校期间面对的两个主要问题。恋爱关系处理得好、正确，健康，可以成为学习和事业的催化剂，使人学习努力、成绩上升；恋爱关系处理的不当，不健康，可能分散精力、浪费时间、情绪波动、成绩下降。因此，大学生的恋爱观必须树立在健康之上，并且树立正确的恋爱观是十分有必要的。因此我从下面几方面谈谈自己的对大学爱情观。2、什么是健康的爱情：1) 尊重对方，不显示对爱情的占有欲，不把爱情放第一位，不痴情过分；2) 理解对方，互相关心，互相支持，互相鼓励，并以对方的幸福为自己的满足; 3) 是彼此独立的前提下结合；3、什么是不健康的爱情：1)盲目的约会，忽视了学业;2)过于痴情，一味地要求对方表露爱的情怀，这种爱情常有病态的夸张;3)缺乏体贴怜爱之心，只表现自己强烈的占有欲;4)偏重于外表的追求;4、大学生处理两人的在爱情观需要三思：1. 不影响学习：大学恋爱可以说是一种必要的经历，学习是大学的基本和主要任务，这两者之间有错综复杂的关系，有的学生因为爱情，过分的忽视了学习，把感情放在第一位；学习的时候就认真的去学，不要去想爱情中的事，谈恋爱的时候用心去谈，也可以交流下学习，互相鼓励，共同进步。2. 有足够的精力：大学生活，说忙也会很忙，但说轻松也是相对会轻松的！大学生恋爱必须合理安排自身的精力，忙于学习的同时不能因为感情的事情分心，不能在学习期间，放弃学习而去谈感情，把握合理的精力，分配好学习和感情。3、 有合理的时间；大学时间可以分为学习和生活时间，合理把握好学习时间和生活时间的“度”很重要；学习的时候，不能分配学习时间去安排两人的在一起的事情，应该以学习为第一；生活时间，两人可以相互谈谈恋爱，用心去谈，也可以交流下学习，互相鼓励，共同进步。5、大学生对爱情需要认识与理解，主要涉及到以下几个方面：（1） 明确学生的主要任务“放弃时间的人，时间也会放弃他。”大学时代是吸纳知识、增长才干的时期。作为当代大学生，要认识到现在的任务是学习学习做人、学习知识、学习为人民服务的本领。在校大学生要集中精力，投入到学习和社会实践中，而不是因把过多的精力、时间用于谈情说爱浪费宝贵的青春年华。因此，明确自己的目标，规划