毕业设计（论文）-12V220V车载逆变电源的设计.doc

目目 录录 摘要1 关键词1 abstractabstract1 keykey wordswords1 1 引言 1 2 系统设计方案 2 2.1 设计要求 2 2.2 方案论证与选取 2 2.2.1 spwm 波生成原理及方案选取2 2.2.2 dc-dc 升压电路的分析与选取.3 2.3 系统设计方案 4 3 系统硬件设计 4 3.1 系统硬件结构 4 3.2 主电路设计 4 3.2.1 前级升压电路 4 3.2.2 后极逆变电路 6 3.3 控制电路设计 7 3.3.1 前级控制电路 7 3.3.2 后极控制电路 7 3.4 驱动电路设计 8 3.5 保护电路设计 9 3.5.1 输入过压保护电路 9 3.5.2 输入欠压保护电路 9 3.5.3 系统过热保护电路 .10 3.5.4 输出过压保护电路 .11 3.5.5 输出过流保护电路 .11 4 系统软件设计 .12 4.1 主程序设计 .12 4.2 spwm 控制信号的产生 12 5 结果分析 .13 5.1 主电路仿真 .13 5.2 仿真结果与分析 .13 6 结论 .14 附录 .16 0 12v/220v 车载逆变电源的设计 摘要：针对传统车载逆变电源存在的缺点, 提出基于atmega16单片机的数字式车载逆变电源的系统 设计方案。该方案以单片机作为正弦脉冲宽度调制（spwm）的控制器，采用了占空比可调的正弦波 脉宽调制波(spwm) 技术控制定电力mosfet 的导通与关断，并通过输出电压反馈的闭环软件控制结 构,来提供稳压、欠压保护等功能，把汽车蓄电池的12v 直流电转变成220v 纯正弦交流电。本系统 硬件电路设计主要由推挽拓扑结构的的dc/dc升压模块，dc/ac 逆变模块,以及主控制电路和外围接 口电路模块组成。控制系统软件则重点阐述逆变器数字控制系统主要环节的设计，给出了软件的总 体结构、spwm波形的实现及软闭环软件控制结构，实现了对逆变器的保护、监测等逻辑控制功能。 最后对主电路及控制电路进行了仿真调试，结果表明，所设计的电路及控制策略能够较好地改善输 出波形质量，电源直流升压环节波动小, 输出波形畸变率低, 具有较好性能。 关键词: atmega16; pi控制;推挽逆变器 research and design on digital vehicle mounted inverter student majoring in agricultural electrification and its automation xu qiong tutor abstract: the draw back of traditional vehicle-mounted inverter is analyzed first in the paper and the hardware design of the digital vehicle-mounted inverter was presented. atmega16 is introduced as the core of the inverter power system in this paper.in order to obtain the ideal ac power,it uses spwm technology to turn on and shut off power mosfet.the double closed loop control structure of output voltage is adopted.the hardware and software design of the system is presented here and the sample of the inverter is made. this system mainly consists of the push-pull of topological structure of the dc/dc chopper module,dc/ac inverter module,and the control circuit module and peripheral interface circuit module.meanwhile the system hardware circuit is analyzed and part software flow chart are introducedaccording to the transformer flux density bias,a design of voltage control mode push-pull converter is proposed,taking the automotive inverter power supply system based on as the background.flux density bias can be effectively suppressed. it also proposes the overall styuctureof software，the spwm wareform and tlhe standard of the digital sinusoidal wave which realizes the logic control funtioons of protection andmonitoring of the inverterfinally，the simulation 0n the main circuits and controlling circuits were operatedthe simulation results show that the designed circuits and controlling strategy can improve specifications of output waveform key words: atmega16;pi control; push-pull converter 1 引言 车载电源又叫电源逆变器，能够将蓄电池 12v 直流电转换为和市电相同的 220v 交 流电，供一般电器使用，由于常用于汽车而得名。车载电源一般使用汽车电瓶或者点 烟器供电，先将这样的低压直流电转换为 320v 左右的直流电，再将高压的直流电转变 为 220v、50hz 的交流电。有了车载电源，就可以把家里所有的小家电搬到车上使用， 如手机、笔记本电脑、数码相机、车用冰箱、摄像机、dvd 等，从而使人在车里有一种 置身家中的感觉。自它面世以后，那些在车里使用电器的诸多局限将不复存在，可以 使人真正享受“与家同行，与世界相通”的感觉。 文中采用成本低廉的单片机，用软件方法生成 spwm 脉宽控制波，使得逆变器输出 波形谐波畸变率减小，整机稳定性提高，并且还可实现智能控制。下面介绍一台输入 1 12v 直流，输出 220v，50hz 交流，100w 单片机控制的 dc/ac 正弦波逆变电源。 2 系统设计方案 2.1 设计要求 车载逆变器是一种能够将 dc/12v 直流电转换为和市电相同的 ac/220v 交流电， 供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。通常设备工作空间狭小，环境恶劣， 干扰大,因此对电源的设计要求也很高，除了应具有良好的电气性能外，还必须具备体 积小，重量轻，成本低，可靠性高，抗干扰强等特点。 逆变电源质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性，其转换效率的高低和带负 载能力的强弱直接关系着它的应用范围，因而本设计要求输出电压波形为正弦波，以 克服方波逆变器不能带感性负载的特点。 本设计对逆变电源的要求有： 1、输出为正弦波。 2、具备输出过压、过流保护功能，当输出电压或电流过高时电源停止工作。 3、具备过热保护功能，防止电源温度过高。 4、具备输入过压、欠压保护功能，当直流电池输入电压过高或过低时逆变器均能 自动停止工作。 2.2 方案论证与选取 2.2.1 spwm 波生成原理及方案选取 对于蓄电池或太阳能电池等直流电源供电的高频链逆变器而言，spwm 波的特点是 输入为恒定不变的直流电压，通过 spwm 技术在逆变电路中同时实现调压和调频，且可 简化主回路和控制回路结构、提高系统响应速度。目前生成 spwm 控制波形的方法主要 有两类：一是采用模拟电路，二是采用微处理器由程序生成。 1)利用模拟电路生成 spwm 脉冲 利用模拟电路生成 spwm 控制脉冲首先由模拟元件构成的三角波和正弦波产生电路 分别产生三角载波信号 ut 和正弦波参考信号 ur，然后送入电压比较器，从而产生 spwm 序列，这种利用模拟电路调制方式的优点是完成 ut 与 ur 信号的比较和确定脉冲 所用的时间短，几乎是瞬间完成的。而且 ut 与 ur 的交点精确，是两列比较波的自然 交点，未做过任何近似处理，比较器输出经死区形成电路即可生成带死区的 spwm 波。 然而，这种方法的缺点是所需硬件较多，且难以实现三角波与正弦波的同步，而且模 拟元件尤其是运算放大器存在温度漂移等不稳定因素，使得系统调试麻烦，并且不易 稳定。 2)利用软件编程方法生成 spwm 脉冲 在逆变器控制方法设计中，利用软件编程实现 spwm 波的算法很多，通常使用较多 的有规则采样法。 采用三角波作为载波的规则采样法示意图如图 1-1： 2 图1-1 三角波作为载波的规则采样法 按自然采样法求得的 ut 和 ur 的交点为 a，和 b ，每个脉冲的中点并不和三角波 中点重合，对应的 spwm 脉宽为 t2 ，为了简化计算，采用近似的方法求 ut 和 ur 的交 点。规则采样法使脉冲中点和三角波中点重合，通过两个三角波峰之间中线与 ur 的交 点 m 做水平线与三角波分别交于 a 和 b 点，由交点 a 和 b 确定的 spwm 脉宽为 t2，t2和 t2的数值相近，两个脉冲之间相差了一个很小的t 时间。规则采样法就是利用 ut 和 ur 的近似交点 a 和 b 代替实际的交点 a和 b ，用以确定 spwm 脉冲信号。这种方 法虽然有一定的误差，但此误差工程实践证明是可以忽略的。因此，spwm 控制脉冲的 实现算法就变为求解简单的三角方程，大大减小了计算量。 （2.2.1）)/2sin(1 ()2/( 2 tttt st （2.2.2） tmrm uu/ （2.2.3）)/2sin(1 ()4/(2/ )( 12131 ttttttt s 由公式 2.2.1 和 2.2.3，可以很容易求得 t1 和 t2 值，从而确定相应的脉冲宽度。 在生成 spwm 波形时，通常有查表和实时计算两种方法，实际使用时往往是两种方 法的结合，即先离线进行必要的计算存入内存，运行时再进行较为简单的在线计算， 这样既可保证快速性，又不会占用大量的内存。规则采样法通常事先存入正弦函数表， 运行时根据要求频率即可算出开关器件的导通时间。这种方法的计算量很小且波形的 幅值和频率都是可以连续变化的。由规则采样法的原理可知它是用近似的阶梯波来代 替正弦波与三角波进行比较，因此它与自然法生成 spwm 相比精度有所降低，但由于其 计算公式简单，计算量较小，可大大提高 cpu 运行速度，提高程序效率，因此本文在 用 avr 单片机对逆变电源进行数字化控制时就是用规则采样法来产生 spwm 波。 2.2.2 dc-dc 升压电路的分析与选取 1)dc-dc 直接升压 市场上很多逆变电源采用一次逆变，即 12v 的直流电经过一次逆变直接由变压器 升压输出 220v/50hz 的交流电。但是这种方式的输出电压稳定性不高，不能直接使用， 且输出调整很不方便，而且变压器体积较大。 2）dc-ac-dc 推挽式升压 由于高频开关变换技术的成熟和廉价话，现在逆变器的主要电路形式已经转变成 为直流-交流-直流-交流功率变换形式。即先将直流电转化为高频交流电，一方面有利 于减小变压器的体积和电源的重量，另一方面方便调整，可以通过调整交流（pwm）占 空比，来稳定输出电压。由于要求输出是 50hz 的交流电，所以通常的办法是将高频交 流电整流成直流电，再利用 50hz 逆变技术将直流电转化成所需要的 50hz 正弦交流电。 所以本次设计采用二次逆变技术，即先通过高频的开关管将 12v 直流转化为高频交流， 3 再通过变压器将高频低压电转换为 320v 的高频交流电，然后通过整流滤波将 320v 高 压交流电转化。 2.3 系统设计方案 综上所述：本次设计采用二次逆变技术，先通过高频变压器将 12v 直流电变为 320v 左右的直流电，然后采用单极性正弦脉宽调制方式，用软件编程方法来产生正弦 脉冲调宽波（spwm）来驱动功率管全桥电路，最终通过 lc 工频滤波完成 12v 直流到 220v 工频准正弦波的转换。 3 系统硬件设计 3.1 系统硬件结构 车载逆变电源的主电路设计采用中间直流环节的高频变压器式逆变电系统结构, 由高频逆变、高频变压器隔离升压、整流滤波、高频spwm 逆变和高频滤波输出组成, 实现dc/12 v输入, ac/220v/50hz输出。系统的控制核心采用atmel公司推出的 atmega16单片机。逆变器输出电压经过分压采样后反馈到单片机的ad口，单片机对反 馈信号与给定信号进行pi调节后输出相应的控制信号。同时在系统中还要对蓄电池电 压, 输出电流和系统温度进行采样, 监控欠压、过压、过流和过温情况。系统硬件结 构图如图3-1所示。 图3-1 系统硬件结构图 3.2 主电路设计 3.2.1 前级升压电路 前级升压主电路由推挽变换器、高频变压器 t、整流滤波电路构成。如图 3-2 所示 4 q1 2n3906 d1 1n5401 10k r7 gnd q3 irf640a gnd q2 2n3906 d2 1n5401 10k r8 gnd q4 irf640a gnd gnd 2200uf c2 vcc t1 trans ct tl494引脚9 tl494引脚10 d3 1n5401 d4 1n5401 d5 1n5401 d6 1n5401 10uf c4320v/dc 图3-2 前级升压电路 3.2.1.1 推挽逆变电路 （1）工作原理 系统前级高频逆变电路采用推挽变换电路，以适应低压大电流输入情况。q1 和 q2 的基极分别接 tl494 的两个内置晶体管的发射极。中心器件变压器变压器 t1，实现电 压由 12v 脉冲电压转变为 320v 脉冲电压。此脉冲电压经过整流滤波电路变成 320v 高 压直流电压。变压器 t1 的工作频率选为 50khz 左右。电路正常时， tl494 的两个内置 晶体管交替导通，导致图中晶体管 q1、q2 的基极也因此而交替导通，q3 和 q4 也交替 导通，这样使变压器工作在推挽状态，q3 和 q4 以频率为 50khz 交替导通，使变压器的 初级输入端有 50khz 的交流电。当 q1 导通时，场效应管 q3 因为栅极无正偏压而截止， 而此时 q2 截止，导致场效应管 q4 栅极有正偏压而导通。当 q1 导通时，q2 截止，场效 应管 q3 因为栅极无正偏压而截止，而此时 q2 截止，导致场效应管 q4 栅极有正偏压而 导通。且交替导通时其峰值电压为 12v，即产生了 12v/50khz 的交流电。极性电容 c3 滤去 12v 直流中的交流成分，降低输入干扰。滤波电容 c1 可取为 2200uf。 (2) 基本关系 设ql或q2导通时间均为，则占空比 on t ， s t d on t 2 为开关周期，当电感电流连续时输出电压与输入电压之间的关系为：st 1 2 w w d v v in o 开关管ql和q2上的电压为： inqq vvv2 21 整流二极管d3d6上电压为： 5 indd v w w vv 1 2 63 2 很明显，推挽变换器开关管的电压是电源电压的两倍，因而推挽变换器适用于电 源电压（输入直流电压）较低的场合，符合本文设计指标的要求。 （3）元件选取 开关管的选取, 主要考虑的因素是管子承受的反向应力(电压)、最大允许通过的 电流以及管子的导通损耗。推挽逆变器的开关管承受的最大应力为最高输入电压的两 倍, 同时应留有一定裕量。开关管允许通过的最大电流为输出负载最大,输入电压最低 时的电流, 同时还要考虑到变压器的传输效率, 同样要留有一定的裕量。由于电流较 大, 为了减少导通损耗, 应尽可能选择漏源级导通电阻值小,导通压降小的器件,。图 中的推挽场效应管 q3，q4 在工作时会通过大电流，经过计算电流约为 19a，故场效应 管的型号选择 irf640a。其最大耐压值为 200v，电流为 32a，满足要求。 3.2.1.2 整流滤波电路 整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电容组成。四只整流二极管 d3d6 接 成电桥的形式，称单相桥式整流电路。在桥式整流电路中，电容 c4 滤去了电路中的交 流成分，此处滤波取值为 10uf。 3.2.2 后极逆变电路 后级逆变电路采用全桥逆变器, 对角的两个开关管组成一组, 两组开关轮流工作。 流过开关管的电流较小, 但要承受较高的反向电压, 即高压峰值加上一定的余量。故 选用型号为 irf820a 的场效应管。其耐压值为 500v,最大电流为 2.5a。足以满足逆变 电源 320v 以及最大电流 1a 的要求。同时系统需要设定有死区时间, 以防止开关管直 通。主电路如图 3-3，路中各输入输出波形如图 3-4。 320v/dc d7 1n914 q5 irf820a d8 1n914 q6 irf820a d9 1n914 q7 irf820a d10 1n914 q8 irf820a 470uh l1 220pf c5 1-ho 2-lo 1-lo 2-ho 220v/ac 图 3-3 后极逆变电路 fb2 6 图 3-4 正弦波脉冲调宽波形图 3.3 控制电路设计 3.3.1 前级控制电路 前级推挽逆变电路由50hz脉冲产生芯片tl494控制, 其外围电路如3-5图所示: vcc 20k r1 10k r2 gnd vref 14 dtc 4 in1- 2 rt 6 ct 5 gnd 7 e1 9 in1+ 1 cmpen 3 vcc 12 c1 8 in2- 15 cntlo 13 c2 11 in2+ 16 e2 10 u1 tl494cd gnd gnd 4.3k r6vcc tl494-4 4700uf c1 r4 39k r5 100pf c3 36k r3 vcc 图 3-5 tl494 外围电路图 15 脚为芯片 tl494 的反相输入端，16 为同相输入端，电路正常情况下 15 脚电压 应略高于 16 脚电压才能保证误差比较器 ii 的输出为低电平，才能使芯片内两个三极 管正常工作。因为芯片内置 5v 基准电压源，负载能力为 10ma。所以 15 脚电压应高于 5v。过热保护的 r42 为 200，则 15 脚的电压为 6.22v 大于 16 脚电压。14 脚输出基 准电压，因为推挽电路为双端输出，故将输出控制端 13 脚与 14 脚连在一起。12 脚为 电源端，接外部 12v 电压。8、11 脚末级三极管集电极，此处亦接外接电源。9、10 引 脚用于输出 50k 的脉冲来控制开关管。7 脚为接地端，5、6 脚外接震荡电阻和电容用 于控制输出脉冲频率。4 脚为死区控制端其上加 0-3.3v 电压时，可使截止时间从 2%线 性变化到 100%，本设计中用于实现输入的过压保护和欠压保护。 3.3.2 后极控制电路 此系统的控制核心电路是atmegal6单片机电路，主要完成以下2个方面的工作：1) 输出spwm控制信号到驱动电路，控制逆变桥的通断；2)对输出电压进行ad采样。 利用atmegal6的8位ad定时采集逆变器输出电压经过交流电压传感器及检测转换后 反馈到单片机的ad口逆变器输出电压作为反馈，在cpu内部构成电压闭环，用软件实现 pi调节，保证零误差调节，使输出电压有效值恒定，不受负载变化影响。为保证输出 电压不至于在ad采样误差范围内频繁跳动，还必须应用软件滤波，对输出电压微调。 控制电路如图3-6所示。 7 pb0 (xck/t0) 40 pb1 (t1) 41 pb2 (ain0/int2) 42 pb3 (ain1/oc0) 43 pb4 (ss) 44 pb5 (mosi) 1 pb6 (miso) 2 pb7 (sck) 3 reset 4 pd0 (rxd) 9 pd1 (txd) 10 pd2 (int0) 11 pd3 (int1) 12 pd4 (oc1b) 13 pd5 (oc1a) 14 pd6 (icp) 15 pd7 (oc2) 16 xtal2 7 xtal1 8 gnd 6 pc0 (scl) 19 pc1 (sda) 20 pc2 (tck) 21 pc3 (tms) 22 pc4 (tdo) 23 pc5 (tdi) 24 pc6 (tosc1) 25 pc7 (tosc2) 26 aref 29 avcc 27 gnd 28 pa7 (adc7) 30 pa6 (adc6) 31 pa5 (adc5) 32 pa4 (adc4) 33 pa3 (adc3) 34 pa2 (adc2) 35 pa1 (adc1) 36 pa0 (adc0) 37 vcc 5 vcc 17 gnd 18 vcc 38 gnd 39 u2 atmega16-16ac 12 x1 7.3728m 22pf c4 22pf c5 gnd lpwm hpwm 电压采样输入 图 3-6 atmega16 的外围电路图 3.4 驱动电路设计 lo 1 com 2 vcc 3 nc 4 vs 5 vb 6 ho 7 nc 8 vdd 9 hin 10 sd 11 lin 12 vss 13 nc 14 u3 ir2110 gnd 1k r40 1-lo 10uf c10 vcc d11 1n5401 10uf c9 vcc 10uf c7 1k r39 1-ho hpwm lpwm ir-sd 图 3-7 ir2110 外围电路图 芯片 ir2110 外围电路如图 3-7 所示：其中引脚 1 和引脚 7 交替输出高低电平，通 过电阻后驱动四个场效应管交替导通，ir2110 驱动半桥的电路如图所示，其中 c11，d9 分别为自举电容和自举二极管，c10 为 vcc 的滤波电容。假定 7 脚输出低电平 期间，c11 已经充到足够的电压 vc1vcc。 ir2110 工作原理如图 3.4 所示：当 hin 为高电平时：vm1 开通，vm2 关断，vc1 加 到 s1 的栅极和源极之间，c1 通过 vm1，rg1 和栅极和源极形成回路放电，这时 c1 就相 当于一个电压源，从而使 s1 导通。由于 lin 与 hin 是一对互补输入信号，所以此时 lin 为低电平，vm3 关断，vm4 导通，这时聚集在 s2 栅极和源极的电荷在芯片内部通过 rg2 迅速对地放电，由于死区时间影响使 s2 在 s1 开通之前迅速关断。 当 hin 为低电 平时：vm1 关断，vm2 导通，这时聚集在 s1 栅极和源极的电荷在芯片内部通过 rg1 迅 速放电使 s1 关断。经过短暂的死区时间 lin 为高电平，vm3 导通，vm4 关断使 vcc 经 过 rg2 和 s2 的栅极和源极形成回路，使 s2 开通。在此同时 vcc 经自举二极管，c1 和 s2 形成回路，对 c1 进行充电，迅速为 c1 补充能量，如此循环反复。 8 图 3.4 ir2110 工作原理图 其 11 引脚（sd）为芯片关断控制端，当 sd 为高电平时，驱动芯片关断输出。场 效应管无输入信号，逆变电源停止输出。在该电路中用于电池的输入过压保护。当电 池电压高于设定值时，保护电路输出高电平，使逆变电路停止工作，因为输出电压和 输入电压也是密切相关的，对输入的过压保护在一定程度上也是输出的过压保护。 3.5 保护电路设计 3.5.1 输入过压保护电路 20k r1 vcc 10k r2 gnd tl494引脚1 图 3-8 输入过压保护电路 电源输入过压保护电路如图 3-8 所示：vcc 为电源电压，vcc 通过 r1 和 r2 产生一 个分压，该分压加到脉冲产生芯片 tl494 的引脚 1，即误差放大器同向输入端，引脚 2 为反相输入端，电路正常情况下 2 脚电压应略高于 1 脚电压才能保证误差比较器 i 的 输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。由于引脚 2 与基准电压输出端 14 脚相连，则引脚 2 的电压为基准电压 5v。但是当输入电压过高超过 15v 时，1 脚处的 电压则会高于 5v，即高于 2 脚的电压，则误差放大器输出高电平，则 tl494 停止工 作，从而实现过压保护。 3.5.2 输入欠压保护电路 欠压保护电路如图 3-9 所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预 设的 10.8v，保护电路开始工作，使控制器停止驱动信号输出。 图 3-9 中运算放大器的正向输入端的电压由 r10 和 r11 分压得到，而反向输入端 的电压由稳压管箝位在9v，正常工作的时候，由三极管 q9 导通，ir2110 输出驱动信 9 号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设计。当蓄电池的电压下降超过预定值后， 运算放大器开始工作，输出跳转为负，同时三极管 q9 截止，封锁 ir2110 的输出驱动 信号，此时没有逆变电压的输出。 由于设置的稳压值为 9v，对照常用稳压管的参数表，用于欠压保护的稳压管型号 为 1n5239a,其稳压值为 9.1v，最大耗散功率 0.5w,最大工作电流为 50ma。 100 r10 1k r11 1k r12 10k r13 4k r14 100 r15 q9 2n3904 d12 8 1 4 3 2 u1a tl-022c gnd vcc d11 1n5239 tl494-4 图 3-9 欠压保护电路图 3.5.3 系统过热保护电路 因为逆变电源频率很高，当接大功率负载时逆变器会发热，处于过热状态会影响 一部分元器件的性能，会影响逆变器的使用寿命。因而在电路中加入过热保护电路， 当温度高于某一个设定值时，逆变器立刻停止工作，使温度降低，从而实现对逆变器 的过热保护。 gnd r4 39k r5 100pf c3 36k r3 vcc tl494引脚15 图 3-10 过热保护电路 电路结构如图 3-10，15 脚为芯片 tl494 的反相输入端，16 为同相输入端，电路正 常情况下 15 脚电压应略高于 16 脚电压才能保证误差比较器 ii 的输出为低电平，才能 使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置 5v 基准电压源，负载能力为 10ma。所以 15 脚电压应高于 5v。15 脚电压 u 计算式为： (4-7)(12 5435 rrrru 这里 r4 为正温度系数热敏电阻，常温阻值可在 150300 范围内任选，适当选 大写可提高过热保护电路启动的灵敏度。这里取 200。r 取 36k，r5 取 39k，r3 为滤波电容，取值为 100pf.则 15 脚电压为 6.22v，符合要求。 10 3.5.4 输出过压保护电路 输出过压保护电路结构如图3-11，电阻r41和r42对输出电压进行分压采样，分压 后的交流电压值接入atmega16的ad引脚，交流电压的检测方法为先测量交流电量的瞬 时值然后转化成有效值。将电压有效值 ) 1 ( 0 2dt u t u t 离散化，以一个周期内有限个采样电压数字量来代替一个周期内连续变化的电压函数 值，则有： ) 1 ( 1 1 2 n m mm tu t u 将输入的有效值电压与设定值比较，若输出过压，系统发出警告，并通过单片机调节 占空比，从而减小输出电压。输出电压保护电路如图所示3-11。 4.7k r42 100k r41 gnd 出出出出 a tmega16 ad出出 图 3-11 输出过压保护电路图 3.5.5 输出过流保护电路 输出电流保护电路如图3-12所示：电流采样由电流互感器t2完成，电流互感器的 原边直接串联在逆变电源的输出端，原边的工频电流会在副边感生出感应电流。该感 生电流经过整流滤波之后通过分压电阻r20转化为电压信号，然后将该电压信号输入到 电压比较器u6a的反向端，通过与正向端的基准电压比较来输出相应的电平信号，该电 平信号输入驱动芯片ir2110的控制端sd实现对电路的保护功能。 4k r16 100 r17 10k r18 bridge1 8 1 4 3 2 u6a tl-022c q10 2n3904 r19 r20 100pf c6 t2 trans vcc gnd ir-sd 图 3-12 输出过流保护电路图 11 此处设定输出最大电流为1.2a,电流互感器的原副边匝数比为1：120.则当输出电 流达到1.2a时，在副边会感生出10ma的电流，经过整流桥和滤波电容的整流滤波之后 转换为稳定的直流电流，经过可变电阻r20后在运放的反向端输入一个电压，取r20为 1k,则反向端电压为5v。调整r19，使得正向端的电压也为5v,则当电流大于1.2a时，运 放输出低电平，则q10集电极向ir2110的sd脚输出高电平，逆变器停止工作，从而实现 过流保护。 4 系统软件设计 4.1 主程序设计 该方案利用avr单片机自身提供的pwm输出口，输出spwm 驱动脉冲。利用a/d转换 接口进行过载、过压及蓄电池欠压采样，然后通过程序实现各种保护。spwm波的生成 采用查表法。先离线计算好半个正弦波周期的每个spwm波的脉冲宽度，然后将这些脉 冲宽度值制成数值表。保存在单片机的程序存储器里。当开机初始化完成后。程序自 动执行查表程序，然后根据查表值从单片机的pwm 口输出相应宽度的脉冲，再经过 ir2110驱动电路得到逆变桥开关管的驱动脉冲，驱动逆变桥工作。软件程序见附录， 主程序流程图如图5-1所示. 图5.1 主程序流程图 过载保护是通过串接在交流回路里的采样电阻对输出电电进行采样。采样电阻上 的电压一路直接送到ir2110的保护输入脚。当达到设定值时，可迅速关闭直流升压电 路。另一路送入单片机的a/d转换口。程序经过一定的时间取出转换结果，与设定值比 较，若系统过压则调用pi调节，重新产生基准正弦波表，减小输出电压。 4.2 spwm 控制信号的产生 采用离线计算spwm 波形信号，计算出的实际脉宽转换成计时步阶后生成128 个值 的正弦表存入avr 的rom 中以供调用，设置spwm 的频率为50hz，atmega16 单片机ctc 外围功能模块的pwm 功能实现主要依靠相关寄存器值的设定，且以定时器0(t/c0)作为 pwm 的时基。相关寄存器的设置如下。 12 1）spwm 为了在 ctc 模式下得到波形输出，可以设置 oc0 在每次比较匹配发生 时改变逻辑电平。这可以通过设置 com01:0 = 1 来完成。在期望获得 oc0 输出之前， 首先要将其端口设置为输出。波形发生器能够产生的最大频率为(ocr0 = 0x00) 2/ /_0oiclkoc ff 频率由如下公式确定： 0ocr12 /_ 0 n f f oiclk oc 变量 n 代表预分频因子 (1、 8、 64、或 1024)。 2）定时器计数器t/c0 的控制寄存器tccr0设定因为spwm 频率高，周期短，在每 个周期内完成脉宽的调整比较困难，故在此寄存器中设置后分频为13，这样每输出3 个相同脉宽的spwm 波后改变一次脉宽值。 3）选择ctc 模块作用于pwm功能模式，即wgm01=1，wgm00=1。 4）ccr0 脉宽写入寄存器写入的脉宽值在下个t/c 周期开始变pwm 脉宽。 5）寄存器tccro和tccr2分别 对应于ccr0 和ccr2 的输入输出设置，应设置为输 出形式。 5 结果分析 5.1 主电路仿真 全桥逆变电路仿真采用matlab7.3.0主要组成部分simulink进行，并使用psb模块 中自带的功率器件模型，从而建立起仿真模型。仿真电路如图5-1所示。 图 5-1 全桥逆变电路仿真 5.2 仿真结果与分析 利用以上模型就该信号电源在预设参数下进行了仿真。图5-2是spwm的仿真波形， 图5-3为输出电压220v时的仿真波形。 实验采用单极性调制方式的单相全桥spwm逆变电源其输入为ui=12v的直流电， 输出电压、频率均可调的正弦波交流电，系统开关频率为16khz 13 图5-2 spwm仿真波形 图 5-3 输出电压仿真波形 6 结论 本文主要完成了以下工作： 1、对逆变主电路进行了结构设计与系统建模。对系统各部分电路包括前级升压、 驱动与保护、输出滤波等进行了分析与设计；重点对前级升压电路中的推挽电路及以 igbt为核心的驱动保护电路进行了详细分析； 2、完成了逆变电源软件系统的各模块设计，包括各模块原理分析、流程图等； 模块包括方案论证、spwm模块、pi控制算法等； 3、应用matlab中的simulink对系统进行了仿真，结合以上所做工作，按照预定 目标设计参数，得到质量较好的输出波形。 上述的实验结果表明，单极性 spwm 方法能够满足一般电源要求，并且其谐波比较 小，所以后面的滤波电路也较为简单。本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基 本能够满足实践需求。而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高 以及电路调整灵活的优点。设计符合逆变电源小型化、轻量化、高频化以及高可靠性、 低噪声的发展趋势。 单相逆变器是三相逆变器的基础，它在高性能中高电压的变频调速，太阳能并网 发电装置等领域有着广泛的应用前景采用数字处理器来产生逆变控制spwm信号有着 不可比拟的优势，因此，智能化电源技术是电源领域的必然发展趋势 本课题还有许多尚待改进和进一步探索的问题，主要有： l、本课题所研究的车载逆变电源采用离线计算spwm 波形信号，在线计算可以实 时跟踪波形，得到更为标准的正弦波。 2、由于实验条件的限制，无法观测数字控制的逆变电源谐波电流的动态特性。 14 15 致谢 在本课题的研究过程中，无论是在课题的总体指导思想上，还是在具体的方法实 现以及学术论文撰写上都得到了导师老师的悉心指导和帮助。在师从老师的整个过程 中，深感导师学识渊博、思维敏捷，从她身上学习到了严谨求实的工作作风，一丝不 苟的钻研精神，这将令我终生受益。没有导师的精心指导和鼎力支持，我就不可能完 成今天的课题和论文同时还要感谢老师，本课题在选题及研究过程中得到老师的悉心 指导。老师多次询问研究进程，并为我指点迷津，帮助我开拓研究思路，精心点拨、 热忱鼓励，提出了一系列可行性的建议，在此同样致以诚挚的谢意。 另外，感谢四年中陪伴在我身边的同学、朋友，感谢他们为我提出的有益的建议 和意见，有了他们的支持、鼓励和帮助，我才能充实的度过了四年的学习生活。 最后，向所有评阅本论文及参加论文答辩的老师致以崇高谢意！ 参考文献 1 康华光.电子技术基础数字部分(第五版)m.北京：高等教育出版社，2005：23-67 2 胡宴如,耿苏燕.高频电子线路m.北京：高等教育出版社，2006：58-79 3 张占松等开关电源的原理与设计m.北京:电子工业出版社，1999：44-52. 4 周志敏,周纪海,纪爱华.现代开关电源控制电路设计及应用m.北京:人民邮电出版社, 2005:124-147 5 康华光,陈大钦.电子技术基础（模拟部分m.四版.北京:高等教育出版社,1999:101-128 6 邱关源.电路m.五版.高等教育出版社,2006:321-350 7 陈丽莉黄运生，陈学基于 atmegal28 的异步电机数字化变频词速系统j电气传动， 2007，26(4)：101103。 8 刘欢，陈辉明，王正仕，等基于 avr 单片机的前馈控制逆变电源j机电工程，2008，