毕业设计（论文）-双向电流脉冲电源的设计.doc

i 摘摘 要要 做为现代制造技术的一个重要组成部分和发展方向，精密、超精密加工技术已成 为衡量一个国家科学技术发展水平的重要标志，而 elid 技术（在线电解修整技术） 被世界著名权威机构 cirp 评价为 21 世纪超精密镜面磨削技术的典型代表。 elid 磨削由磨床、砂轮、电源、阴极、电解液组成，经大量试验研究认为，直 流脉冲电源最适宜于 elid 技术，为此我们研制了直流脉冲电源。该电源由可调压、 稳压的电压源和脉冲调制电压源组成。在调压稳压电压源设计中采用二阶工程设计法 设计了电压和电流调节器，组成电压、电流双闭环稳压电源，采用集成移相晶闸管模 块做为电能变换器件，详细计算了整流主电路主要器件的参数；在脉宽调制部分，采 用专用集成电路实现了调频调压，以 igbt 做为功率变换器件，实现了输出电压的调 频调压，并计算了有关参数。 关键词： 直流脉冲电源；igbt；变频电源；脉宽。 ii abstract does for a modern manufacture technology important constituent and the development direction, is precise, the ultra precise processing technology has become weighs a country science and technology level of development the important symbol, but the elid technology (on-line electrolysis repairs and maintains technology) by the world famous authoritative organization cirp appraisal is the typical representative which the 21st century ultra precision mirror surfaces rubs truncates the technology. elid rubs truncates by the grinder, the grinding wheel, the power source, the negative pole, the electrolyte is composed, believed after the massive experimental study, the direct current pulse power source most is suitable to the elid technology, has developed the direct current pulse power source for this us. the composition voltage, the electric current double closed loop voltage-stabilized source, used the integrated phase shifting crystal thyratron module to do for the electrical energy transformation component, in detail has calculated the rectification main circuit main component parameter; in the pulse-duration modulation part, used the special-purpose integrated circuit to realize the frequency modulation to adjust the pressure, did take igbt as the power transformation component, realized the output voltage frequency modulation to adjust the pressure, and has calculated the related parameter. keykey word:word: directdirect currentcurrent pulsepulse powerpower source;source; igbt;igbt; frequencyfrequency conversionconversion powerpower source;source; pulsepulse widthwidth iii 目 录 第 1 章 绪论 .1 1.1 选题背景及依据.1 1.2 本设计研究内容.2 第 2 章 脉冲电源总体设计 .3 2.1 直流脉冲电源整体设计 3 第 3 章 主电路的设计 4 31 系统主电路设计 .4 3.2 整流电路的设计 4 3.2.1 整流电路方案的确定 .4 3.2.2 整流变压器的设计 .7 3.2.3 晶闸管的选择 .8 3.2.4 晶闸管的保护 .9 3.3 中间滤波器设计13 3.4 逆变电路的设计 .14 3.4 功率开关器件的选择 .16 3.5 igbt 的保护 .17 3.6 吸收电路参数计算18 3.6.1 缓冲电容 cs .18 第 4 章 控制电路的设计 .21 4.1 单片机概述21 4.1.1 引言 21 4.1.2 pic 系列单片机的优势 .22 4.1.4 pic 8 位单片机的分类和特点 .23 4.1.5 pic16f87x 的中断源 25 4.1.6 pic16f87x 的中断硬件逻辑 25 4.1.7 中断相关的寄存器26 4.2 同步信号检测电路的设计26 4.3 过电压过电流保护电路的设计.28 4.4 晶闸管驱动电路的设计.29 4.5 igbt 特性及驱动电路 30 4.5.1 igbt 特性 30 iv 4.5.2 igbt 驱动电路可靠性设计要求 30 4.6 辅助电源的设计31 4.6.1 三端集成稳压器的型号及主要参数 31 4.6.2.辅助电源的设计32 第 5 章 软件设计 33 5.1 晶闸管触发程序的设计33 5.2 pid 控制程序的设计 .34 5.3 流程图设计 .37 总 结 42 英文原文及翻译 .43 参考文献 .67 致谢 .68 附录 .69 附录 1 元件清单 .69 附录 2 程序清单 .74 1 第 1 章 绪论 1.1 选题背景及依据 脉冲电源是一种非常重要的特种电源，在现代科学研究和医疗、工业生产、环 境保护中等获得越来越广泛的应用。材料和材料加工技术是支撑科技进步的两个支 柱。人类为探索宇宙奥妙，需要精密的大型仪器，例如哈勃空间望远镜（hubble space telescope） ，其一次镜是 ?2400 、900 的大型镜，可以观测从波长为 0.1m 的紫外线到波长为 10m 的红外线的波长范围，为了在地面上获得 0.1 角 秒的高分辨率，要求达到 0.01m（10nm）的形状精度；把哈勃空间望远镜送入太 空，需要发射运载火箭，火箭升空中要经受复杂的环境条件，包括高温、大气腐蚀、 剧烈的温差、巨大的压力差等，为满足这些苛刻的要求，就需要能经受高温、高压、 耐腐蚀的材料，而这些材料又是公认的难加工材料。为满足人类认识世界改造世界 的目的，必须开发高效、低成本、高精度加工技术加工难加工材料，实现人类的梦 想。 信息技术是目前世界上发展最迅速的技术，它集当今高端的制造技术、检测 技术、加工技术之大成，而集成电路是信息技术的物质载体。 世界上许多著名的 高技术公司如 ibm、 intel、 amd 等在集成电路的制造中普遍采用 90nm 工艺， 正在研究向 35nm 工艺迈进。集成电路在大批量生产中采用纳米工艺， 提高了集 成度，更重要的是集成电路性能指标提高了，产品竞争力增强，市场占有率扩大， 提升了企业效益和品牌形象。计算机硬盘的存储容量在很大程度上取决于磁头和存 储介质之间的距离（即所谓“飞行高度” ，flying height）, 距离越近，贮存容量 越大，为实现 0.15m 距离，要求加工出极其平坦、光滑的磁盘基片及涂层，实 现高精度磁盘基片及涂层加工的技术是超精密加工技术。为了本国的利益，工业发 达国家投入巨资，开发精密及超精密加工技术，抢占技术制高点，以此为契机，发 展国家尖端技术及其国防工业，从而带动国内整个工业化水平，保持和发展国家的 优势地位，例如日本的高技术探索研究项目 （ erato）正在探索在硅基片上以黄金作为导体，使用超精密加工技术加工出 20nm 的线宽，并已论证 5nm 的线宽在理论上是可行的；美国国防部的甚高速集 成电路项目（vhsic） ，正在试图将集成电路的线宽比目前减少 10 倍；英国格拉斯 哥大学于 1985 年以电子束加工技术，加工出 5nm 的线宽。25 综上所述，精密超精密加工技术是衡量国家科技发展水平的重要标志，对于 提高产品质量和性能，发展尖端国防技术、航空航天、新能源、电子信息技术有着 至关重要意义。 2 1.2 本设计研究内容 子体增强电化学表面陶瓷化（pecc）技术是一种“绿色”的轻合金表面处理新技术。 大功率专用电源是 pecc 产品生产的关键设备，目前在 pecc 技术中应用的电源多为单 相脉冲。但是随着对 pecc 产品质量表面膜层致密性，膜层厚度等要求的提高，需要 pecc 电源能够提供双向电流脉冲电源，而且要求对脉冲电源的幅值进行闭环控制，以 适应其相应的工艺要求。电源设计要求采用单相桥式逆变电路，输出脉冲电流的频率， 脉宽在一定范围内连续可调。 本设计完成脉冲电源的设计，其性能指标如下： （1）输入参数 电压：3ac 380v 50hz （2）输出参数 脉冲电流频率：10001500hz 连续可调 脉冲电流幅值：2000a 电压峰值：15v 占空比：20%40%连续可调 频率误差：0.5% 脉宽误差：1% 幅值误差：0.3% （3）控制系统以美国 microchip 公司的 pic16f877 作为控制核心； （4）采用三相全控整流电路，整流桥用 scr 作为功率元件； （5）采用单相桥式逆变电路，逆变桥功率元件选用 igbt； 3 第 2 章 脉冲电源总体设计 电流可以用直流电源提供，也可以用交流电源提供，或者各种波形的脉冲电源， 或者有直流基量的脉动电源。使用直流脉冲电源所生成的钝化膜其厚度相对稍薄，但 钝化膜组织致密，均匀性好，经过比较，直流脉冲电源应用于 elid 较为合适，理由 如下： 1）直流脉冲电源在脉冲低电平期间产生小的电流，这样就可以把高电平期间所形成的 氧化膜保持住，而普通直流电源由于电流的连续性，使得电解形成的氧化膜连续脱落， 达不到设计要求。 2）国外科技工作者曾经测量过直流电源、脉冲电源、交流电源。对几种电源对清合金 表面进行处理，脉冲电源提供的脉冲电流能够达到 pecc 的技术要求， 3）直流脉冲电源电解生成的钝化膜较直流电解生成的钝化膜质地均匀致密，对磨粒把 持力好。 4）直流脉冲电源还有一个显著优点就是可供调节的参数较多，且可以实现在不降低钝 化膜生成速度的情况下，有目的地调节调整电解修整时表面钝化膜的厚度。综上所述， 采用直流双向电流脉冲电源最合适。 2.1 直流脉冲电源整体设计 由图可知，直流脉冲电源主要由三大部分组成：第一部分：输出电压连续可调并 且在使用中电压稳定性好的直流稳压器装置；第二部分：直流脉冲电压产生装置. 图 21 直流脉冲电源原理框图 直流电压形成部分，我们拟采用典型的电压电流双闭环系统，主电路采用模 块装置，减少了设计工作量，提高了系统可靠性，只要设计合适的控制参数，就能提 供稳定的直流电压，控制电路采用比例积分（pi）调节器，使得系统技术指 标更优。脉冲形成部分，选用先进的脉冲宽度调制技术，频率与输出电压分别可调， 主电路选用智能化器件 igbt，选用多种保护策略，以提高器件的安全程度。 为便于用示波器测量参数，直流脉冲电源应提供测量用端口；此外保护环节 4 要完善，应设有复位装置，必要的电压电流指示装置。 第 3 章 主电路的设计 31 系统主电路设计 主电路包含整流，滤波，逆变电路主要任务是输出符合要求的脉冲电流波形。 其电路图如图 3-1 所示： 图 3-1 主电路图 3.2 整流电路的设计 3.2.1 整流电路方案的确定 整流电路主要是把三相交流电变为直流电，根据需要可选三相半波可控整流电路 和三相桥式全控整流电路。三相半波可控整流电路只用三个晶闸管，接线和控制都很 简单，但要输出相同的 ud 时，晶闸管承受的正、反向电压都较高，且整流变压器二次 侧绕组一周期仅导电 120，绕组利用率低，绕组中电流为单方向，存在直流分量， ，使 铁芯直流磁化，产生较大的漏磁通，引起附加损耗。 工业中广泛应用的三相桥式全控整流电路，是由两组三相半波整流电路串联而成 的，一组三相半波整流电路为共阴极接法，另一阻为共阳极。如果它们的负载完全相 同且控制角一致，则负载电流 i、i应完全相同，在零线流过的电流平均值 1d2d ，如果将零线切断，不影响电路工作，就成为三相桥式全控整流电路0 210 dd iii 由于共阴极组在电源正半周导通，流经变压器二次侧绕组的是正向电流，共阳极组在 电源负半周导通，流经变压器二次绕组的是反向电流。因此，一周期中变压器绕组中 没有直流磁势，且每相绕组的正负半周都有电流流过，变压器绕组利用率提高了。故 5 本设计采用这种整流方式。 由图 3. 1 电路可以看出，在任意时刻电路必须有两个晶闸管同时导通，其中一个 属于共阴极组，另一个属于共阳极组，每个晶闸管的最大导通角为 120。晶闸管之间 的换相是在同一结构组中进行的，即共阳极与共阳极的晶闸管换相，共阳极与共阴极 的晶闸管换相。在这种电路中般采用双脉冲或宽脉冲的触发方式保证每隔 60导通一个 晶闸管，触发电路设计在后面章节给出。 三相全控整流电路分析： 下面讲述可控整流电路在阻性负载情况下输出与输入的关系，图 3.2 为在触发角为 时的电路波形。ud1 为相电压波形，ud2 为线电压波形。由波形对应关系可以看出， 各自然换相点既是相电压的交点，同时也是线电压的交点。由于输出整流电压为共阴 极组中处于通态的晶闸管对应的相电压与共阳极组中处于通态的晶闸管对应的相电压 的差，因此输出电压为线电压在正半周期的包络线(图中 ud2 。从图中可以看出，当 0 (23)v kedm 其中 v 为晶闸管承受的最大正反向峰值电压， m 在本设计中 v =2564.1v m2 6u6427.35 v (23)v 367v kedm 2. 晶闸管额定电流 it 晶闸管额定电流的计算原则是必须使额定电流 i 大于实际流过晶闸管的电流 t 平均值 i.考虑过载系数，通常取 12 倍。 avt 晶闸管通态平均电流 i avt i= avt 57 . 1 t i 9 由三相全控桥式整流电路可知，流过晶闸管的电流有效值为： i =0.577i t 3 d i d i=0.368i =14.72 avt 0.577 40 1.57 d 3.晶闸管并联支路的确定 n =(23)v /(0.80.9)v=0560.74 pmked 所以，不需要晶闸管并联。 3.2.4 晶闸管的保护 晶闸管在使用中，因电路中电感的存在而导致换相过程产生 ldi/dt，或系统自身 出现短路、过载等故障.所以要做好晶闸管的过电压、过电流保护。 1 晶闸管的过电压保护 晶闸管对过电压很敏感，当正相电压超过其断态重复峰值电 u一定值时晶闸管 drm 就会误导通，引发电路故障；当外加反向电压超过其反向重复峰值电压 u一定值时， rrm 晶闸管就会立即损坏。因此，必须研究过电压的产生原因及抑制过电压的的方法。 过电压产生的原因主要供给的电功率和储能发生了激烈的变化，使得系统来不及 转换，或者系统中原来积聚的电磁能量来不及消散而造成的。主要表现为雷击等外来 冲击引起的过电压和开关的开闭引起的冲击电压两种类型。由雷击或高压断路其动作 等产生的过电压是几微妙或几毫秒的电压尖峰，对晶闸管是很危险的。由开关的开闭 引起的冲击电压又分为如下几类 1）交流电源接通、断开产生的过电压 例如，交流开关的开闭、交流侧熔断器的熔 断等引起的过电压，这些过电压由于变压器绕阻的分布电容、漏抗造成的谐振回路、 电容分压等使过电压数值为正常值的 2 至 10 倍。一般低，开闭速度越快过电压约稿， 在空载情况下断开回路将会有更高的过电压。 2）直流侧产生的过电压 如切断回路的电感较大或者切断时的电流值较大，都会产 生比较大的过电压。这种情况常出现在切断负载、正在导通的晶闸管开路或者快速熔 断器熔体烧断等原因引起电流突变场合。 3) 换相冲击电压 包括换相过电压和换相振荡过电压。换相过电压是由于晶闸管的 电流降为 0 器件内部各结层残流载流子复合所产生，所以有叫载流子积蓄效应引起的 过电压。换相过电压之后，出现换相振荡过电压，它是由于电容、电感形成共振产生 10 的振荡电压，其值与振荡结束后的反向电压有关。反向电压越高，换相振荡过电压也 越大。 针对形成过电压的不同原因，可以采取不同的抑制方法，如减少过电压源，并使 过电压幅值衰减；抑制过电压能量上升的速率，延缓已产生能量的消散速度，增加其 消散途径；采用电子线路进行保护。目前最常用的是在回路中接入吸收能量的元件， 是能量得以消散，常称之为吸收回路或缓冲电路。 常见的晶闸管过电压有交流侧过电压和直流侧过电压，对这些过电压的主要处理 措施如图 3-3： f t c rc1 rc2 rv rc3 rc4 rcd d 图 3-3 晶闸关保护措施 f壁雷器 d变压器静电屏蔽层 c静电感应过电压抑制电容 rc1阀侧浪涌过电压抑制用 rc 电路 rc2阀侧浪涌过电压抑制用反相阻断式 rc 电路 rv压敏电阻过电压抑制器 rc3阀器件换相过电压抑制用 rc 电路 rc4直流侧 rc 抑制电路 rcd阀期间开关断过电压抑制用 rc 电路 阻容吸收回路 通常过电压均具有较高的频率，因此常用电容作为吸收元件，为防 止振荡，常加阻尼电阻，构成阻容吸收回路。阻容吸收回路可接在电路的直流侧、交 流侧、后并接在晶闸管的阳极与阴极之间。吸收电路最好选用无感电容，接线应尽量 短。 由硒堆及压敏电阻等非线性元件组成的吸收回路 上述阻容吸收回路的时间常数 rc 是固定的，有时对时间短、峰值高、能量大的过电压来不及放电，抑制过电压的效 果较差。因此，一般在交流装置的进出线端还并有硒堆或压敏电阻等非线性元件。硒 堆的特点是其动作电压与温度有关，温度越低耐压越高；另外是硒堆具有自恢复特性， 11 能多次使用，当过电压动作后硒基片上的灼伤孔被熔化的硒重新覆盖，又重新恢复其 工作特性。压敏电阻是以氧化锌为基体的金属氧化物非线性电阻，其结构为两个电极， 电极之间填充的粒径为 1050的不规则的 zno 微结晶，结晶粒间是厚约 1的氧mm 化铋粒界层。这个粒界层在正常电压下呈高阻状态，只有很小的漏电流，其值小于 100 。当加电压时，引起了电子雪崩，粒界层迅速变成低阻抗，电流迅速增加，泄漏了a 能量，抑制了过电压，从而使晶闸管得到保护。粒浪涌过后粒界层有恢复为高阻态。 1） 、交流侧过电压阻容保护 下图给出阻容保护常用的接线图，其中电阻r、c用下面关系式近似计算： r= 0 2 2 3 . 2 i u s u z 2 427.355 2.3 4389010 6.77 = 2 2 0 6 u s ic 2 43890 6 0.1 427.35 144f 式中:u 整流变压器的阻抗电压，以额定电压的百分数表示，对于本设计， z u = 4%10%; z io变压器空载电流，以额定电流的百分数表示; u 变压器二次相电压有效值(v); 2 s 变压器每相的平均视在容量(va)。 阻容保护三角形连接时，电容器的电容量小但耐压要求高联接时，阻容保护星形 连接时，电容器的电阻值要大但耐压要求低、电阻值也小，通常增大 c 能降低作用 到晶闸管上的过电压 l di/dt 和 dv/dt，但过大的 c 值不仅增大体积，而且使 r 的功耗 增大，并使晶闸管导通时的 di/dt 上升。增大电阻 r 有利于抑制振荡但过大的 r 不仅 使抑制振荡的作用不大，反而降低了电容抑制 ldi/dt 的效果,并使 r 的功率增大，所 以一般希望 r 小一些(约 5100)。为降低电阻的温度电阻功率应选电阻上可消耗功率 值的 2 倍左右。 电容的耐压=1110.25v c u5 . 11.53427.35 阻容电流：=0.68a c i c fcu2 6 1 2 3.14 50 2.94740 10 电阻的功率=18.78w 2 2 6ric 2 6 0.686.77 12 选用的电容为：150/200vf 选用的电阻为：10/0.25w a 交流侧得阻容保护星型接法 b 交流侧的阻容保护三角形接法 图 3_4 交流测的阻容保护接法 2） 、非线性阻容吸收装置保护（压敏电阻） 压敏电阻 rv 的选择 u=1177.42v ma12 2 8 . 0 u 0.9 23427.35 0.8 选用压敏电阻的型号为：myd14k271? 3） 、直流侧过电压阻容保护 直流侧过电压保护一般采用在晶闸管两端并联阻容吸收的方法。吸收电阻与吸收 电容的经验计算公式为: =(24)=(24) =0.08016f k c 3 10 1 t i 3 1 40 10 电容耐压=129.9v c u5 . 15035 . 1 r=1030 k 阻容电流：=3.92a c i cku fc2 6 1 2 3.14 50 14486.6 10 电阻的功率取 20w 13 选用的电容为：150/200vf 选用的电阻为：10/0.25w 2 晶闸管的过电流保护 由于半导体器件体积小、热量小、特别像晶闸管这类高电压大电流的功率器件， 结时，热量降来不及散发，使得结温迅速升高，最终将导致结层被烧坏。 产生过电流的原因是多种多样的，例如，交流装置本身晶闸管损坏，触发电路 发生相邻设备故障影响等。 晶闸管过电流最常用的是快速熔断器。由于普通熔断器的熔断特性动作太慢， 在熔断器尚未熔断之前晶闸管已被损坏；所以不能用来保护晶闸管。快速熔断器由银 制熔丝埋于石英沙内，熔断时间极短，可以用来保护晶闸管。 使用中快速熔断器的接法有快速熔断器与晶闸管相串联的接法如图（1）,快速熔 断器接在交流侧如图（2） ，快速熔断器接在直流侧，这种接法制能保护负载故障情况， 当晶闸管本身短路是无法起到保护作用，如图（3） 。本设计采用与元件串联的快速熔 断器作过载与短路保护。 快速熔断器的选择 通过晶闸管电流有效值 it=58a, 故选用 rls-70 的熔断器，熔体电流为 70a。 3.3 中间滤波器设计 直流滤波电容器的参数计算。在三相全控整流电路中，输出直流的基波脉动频 d c 率为 300hz。为了保证整流输出电压为一平直电压，滤波电路的时间常数，即滤波电 容器和直流电源的等效负载电阻的乘积应远远大于整流输出电压的基波脉动周 d cr d 期，实际应用中一般取 6-8 倍即可。既有： =（68）/300=（2027） ddr cs 3 10 14 得： =（2027） d cf rd 1 103 取=10100 d r 则 =2002000 d cf 实际中选用 =2000 d cf 滤波电容的耐压值按整流最大输出电压选取，即 117v.实际取用耐压为 450v. 限流电抗器的参数计算的作用主要是限流，限制流过晶闸管的电流尖峰，改善 d l d l 网侧功率因数。一般可以按照下面的式子进行计算求取： d l =(2023) ddc lfmh 3 10 则 =（2023）=1011.5 d l d c 3 10 mh 因此可以按照 10，100a 选择。 d lmh 在选用和时,除了考虑限流、滤波功能外，还需要考虑到在电源额定工作 d l d c 状态下，斩波器因某种原因突然停止工作时，储存在中的能量将转移到中，此 d l d c 过程会使端电压升高，此电压则直接加到 igbt 上，因此选择时也不能取的太 d c d l 大。值应该满足: d l （k-1） 2 2 d dd d i uc l 2 其中 k 为升压系数，一般取 1.2。如果与的取值不能满足上面的关系式则需要适 当的增大或者减小. d c d l 本设计中 : （k-1） =80 2 2 d dd i uc 2 mh 因此前面的取值在 10合理范围内，无需调整。mh 3.4 逆变电路的设计 逆变电路主要包括:逆变模块和驱动电路。由于受到加工工艺，封装技术，大功率 晶体管元器件等因数的影响，目前逆变模块主要由日本(东芝,三菱,三社,富士,三肯。) 及欧美(西门子,西门康,摩托罗拉,ir)等少数厂家能够生产。驱动电路作为逆变电路的 15 一部分，对变频器的三相输出有着巨大的影响。驱动电路的设计一般有这样几种方式 (1)分立插脚式元件组成的驱动电路;(2)光耦驱动电路;(3)厚膜驱动电路;(4)专用集成 块驱动电路等几种。 (1) 分立插脚式元件的驱动电路 分立插脚式元件组成的驱动电路在 80 年代的日本和台湾变频器上被广泛使用,主 要包括日本(富士:g2,g5.三肯:svs,svf,mf., 春日,三菱 z 系列 k 系列等)台湾(欧林,普 传,台安.)等一系列变频器。随着大规模集成电路的发展及贴片工艺的出现,这类设计 电路复杂，集成化程度低的驱动电路已逐渐被淘汰。 (2) 光耦驱动电路 光耦驱动电路是现代变频器设计时被广泛采用的一种驱动电路，由于线路简单， 可靠性高，开关性能好，被欧美及日本的多家变频器厂商采用。由于驱动光耦的型号 很多，所以选用的余地也很大。 驱动光耦选用较多的主要由东芝的 tlp 系列，夏普的 pc 系列,惠普的 hcpl 系列 等。以东芝 tlp 系列光耦为例。驱动 igbt 模块主要采用的是 tlp250，tlp251 两个 型号的驱动光耦。对于小电流(15a)左右的模块一般采用 tlp251。外围再辅佐以驱动 电源和限流电阻等就构成了最简单的驱动电路。而对于中等电流(50a)左右的模块一 般采用 tlp250 型号的光耦。而对于更大电流的模块，在设计驱动电路时一般采取在 光耦驱动后面再增加一级放大电路，达到安全驱动 igbt 模块的目的。 (3) 厚膜驱动电路 厚膜驱动电路是在阻容元件和半导体技术的基础上发展起来的一种混合集成电路。 它是利用厚膜技术在陶瓷基片上制作模式元件和连接导线，将驱动电路的各元件 集成在一块陶瓷基片上，使之成为一个整体部件。 使用驱动厚膜对于设计布线带来了很大的方便,提高了整机的可靠性和批量生产的 一致性，同时也加强了技术的保密性。现在的驱动厚膜往往也集成了很多保护电路， 检测电路。应该说驱动厚膜的技术含量也越来越高。 (4) 专用集成块驱动电路 现在还出现了专用的集成块驱动电路，主要由 ir 的 ir2111，ir2112，ir2113 等，其它还有三菱的 exb 系列驱动厚膜。 三菱的 m57956，m57959 等驱动厚膜。此外，现在的一些欧美变频器在设计上采 用了高频隔离变压器加入了驱动电路中(如丹佛斯 vlt 系列变频器)。 应该说通过一些高频的变压器对驱动电路的电源及信号的隔离，增强了驱动电路 的可靠性，同时也有效地防止了强电部分的电路出现故障时对弱电电路的损坏。 在实际的维修中我们也感觉到这种驱动电路故障率很低，大功率模块也极少出现 问题。在我们平时的日常生产使用中，大功率模块损坏是一种常见的故障现象。 16 与整流相对应，把直流电变成交流电成为逆变。逆变电路应用非常广泛。在个 中电源中，如蓄电池，干电池，太阳能电池等都是直流电源，这需要这些电源向交流 负载供电时，就需要逆变电路。变流电路在工作过程中不断发生电流从一个支路向另 一个支路的转移，这就是换流。 换流方式有 3 种：1 器件换流；2 电网换流；3 负载换流。本设计中使用的是第 三种负载换流。 负载换流就是由负载提供换流电压。凡是负载电流的相位超前于负载电压的场 合都可以实现负载换流。 图 3-5 逆变电路设计 3.4 功率开关器件的选择 工作于开关状态的功率半导体器件是现代电力电子技术的核心，晶闸管这种半 控型功率开关元件的问世标志着现代电力电子技术时代的开始。现代电力电子器件是 指全控型的电力半导体器件，可分为双极型、单极型和全控型三大类。现代电力电子 器件向着全控化、集成化、高频化、多功能化和智能化方向发展。 双极型功率开关器件的主要特点是通态压降低、阻断电阻高和电流容量大，适 用于较大容量的变流系统。其主要有电力晶体管(gtr)、门极可关断晶闸管(gto)和 静电感应晶闸管(sith)等。其中 gtr 具有控制方便和通态压降低的优点，但存在二 次击穿问题和耐压难以提高的缺点。一般应用于几十千伏安以下、开关频率低于 10k hz 的场合。gto 是目前能做到耐压最高、电流容量最大的功率开关器件之一，现在 最大容量可达 5000v, 4500a。但其关断增益小，门极反向关断电流较大，需设置专 17 门的驱动电路，开关频率一般为 12k hz,多应用在 200kva 以上的大容量变流设备 中。sith 是大功率场控开一准器件。它的通态电阻小、开关速度快，可用于高频感 应加热电源。但其制造工艺复杂，成本较高。单极型功率开关器件的典型产品主要有 功率场效应晶体管(mosfet)和静电感应晶体管(sit)。它们属于电压控制器件，驱动 功率小。mosfet 的电流容量和耐压难以提高，多用于中小容量、开关频率较高的 场合。sit 的输出功率大，多用于高音质音频放大器、通讯设施和空间技术等领域。 混合型功率开关器件是由单极型和双极型功率开关器件集成混合制造，利用耐 压高、电流密度大、导通压降低的双极型器件作为输出级，同时利用输入阻抗高、响 应速度快的单极型 mos 器件作为输入级，兼有两者的优点。这类器件的典型产品有 绝缘栅双极晶体管(igbt )、mos 晶闸管(mct)和功率集成电路(pic)等。mct 是晶闸 管和 mosfet 的混合集成，它阻断电压高，电流容量大，通态压降和损耗小，开关 速度高，开关损耗小，是最有发展前景的全控型功率半导体器件。但现在实际应用很 少。pic 是指功率开关器件与驱动电路、控制电路、保护电路等的总体集成，使强电 和弱电达到完美的结合，完成了信息与动力的统一，推动电力电子技术进入智能化时 代。但其耐压和电流容量很小。igbt 是 mosfet 与 gtr 复合形成的一种新型器件， 自八十年代中期以来发展十分迅速，开关频率已超过 20khz。它既具有功率 mosfet 的电压驱动、开关频率高、无二次击穿问题等优点，又具有 gtr 通态电流 大、反向阻断电压高等优点。近年来，在开关电源、电机控制以及其它要求开关频率 高、损耗低的中小容量变流设备中，igbt 有取代功率 mosfet 和 gtr 的趋势，成 为应用最广泛的功率开关器件之一。 基于以上对各种常用全控型功率开关器件的对比分析，本文设计采用 igbt。 igbt 参数计算： 额定电流的选择: igbt 额定电流的选择要考虑实际电路中的最大额定电流，负载类型，允许过载 的程度等因素。一般取电流最大值两倍的裕量。 即 ice=2ie=2100=200a 额定电压的选择: 考虑电网瞬间尖峰、电压波动、开关电流引起的电压尖峰等，选择耐压值为两 倍加在其上的电压。根据系统的设计参数选用富士公司的 p 系列 igbt，型号为: ga200sa60s,其耐压值 600v,额定电流 200a。 3.5 igbt 的保护 过电压保护 igbt关断时，它的集电极电流下降率较高，极高的电流下降率将引起集电极过电 18 压。为了保护igbt，必须对其两端的过电压进行控制，以免过电压超过其额定值而导 致igbt的损坏。抑制igbt集.发射极电压的电压尖峰的方法有两种:一种是增大栅极电 阻rg，另一种是采用缓冲电路。然而，凡的增大将减缓igbt的开关速度，从而增加了 开关损耗，因此这种方法不可取。缓冲电路又称吸收电路，主要用于抑制电力电子器 件的内因过电压、dv/di和dildt，减小器件的开关损耗。缓冲电路可分为关断缓冲电 路和开通缓冲电路。关断缓冲电路的基本思路是将电容并联于器件两端，利用电容器 上的电压不能的原理来抑制尖峰电压，即吸收器件的关断过电压和换相过电压，减小 dv/dt，同时减小器件的关断损耗。开通缓冲电路是利用电感与器件串联来抑制器件开 通时的电流过冲和di/di并减小器件的开通损耗的。由于开通缓冲电路很容易实现，下 面将着重介绍关断缓冲电路。在实际应用中，igbt的关断缓冲电路有rc吸收和rcd吸收 两种。 (1) rc吸收电路 igbt的rc缓冲电路如图3_5a中吸收电容cs与电阻rs串联后并联于igbt的集电极和 发射极两端构成了rc吸收电路。为了限制吸收电容cs的放电电流，将其串联了一个电 阻r，但是由于电阻r的串入，使得igbt关断时的过电压吸收效果较单电容缓冲电路要 差，而且rs阻值越大，吸收效果越差。所以在实际应用中，rs阻值取得较小，这样既 可有较好的吸收效果，同时对开通时的电流尖峰又有抑制作用。 (2) rcd吸收 在rc吸 收电路的吸收电阻上并联一只二极管就构成了rcd吸收电路，如图3_5b所 示。当igbt关断时，电源经二极管向电容充电，由于二极管的正向导通压阳浸小，所 以关断时的过压吸收效果与电容吸收效果相同。当igbt开通时，电容通过电阻放电， 限制了igbt中的开通尖峰电流。器件每开通一次，电容就充放电一次，所以将其称为 充放电缓充电路。通常，在igbt关断时，电容被充到电源电压值。在igbt导通时，电 容通过放电使充入电容的能量全部消耗在放电回路中，主要消耗在电阻上，而且这种 功损耗正比于igbt的开关频率。这两种吸收电路因直接并接在igbt的集电极和发射极 的两端，igbt关断时收电容的电压从零开始上升，因而具有较好的过电压吸收效果。 使得igbt关断时的电流、电压的运行轨迹靠近电流、电压坐标轴，提高了igbt关断时 的安全性。但是，对于大功率igbt来说，其使用频率通常在lokhz左右，在这样高的频 率下，这两种缓冲电路由于自身损耗过大而无法使用。目前钳位式rcd吸收电路被认为 是最适合于大功率igbt的吸收电路，并且被广泛采用。 3.6 吸收电路参数计算 3.6.1 缓冲电容 cs 缓冲电容cs可将输入电压置于低电压，由实验方法确定，也可以由母线电感计 算.图4-4中，初始浪涌电压之后，随着缓冲电容的充电，瞬态电压再次上升。第二次 19 上升峰值ucep取决于缓冲电容cs与母线电感lp，设引起浪涌电压的能最lpi02/2可被 缓冲电容cs完全吸收，则有: = 2 0 2 1 ilp 2 2 2 1 ucs =- 2 2 u cep u d u 式中：为最大工作电流; 0 i 为第二次上升电压峰值。 2 u 在设计系统时采用整体缓冲电路，通常以每100a输出级电流大约取1f的方法 确定电路的电容量。 所以本设计中选用1f的电容。 2 )缓冲电阻 rs 要求igbt关断信号到来之前，将缓冲电容所积蓄的电荷放完。以关断信号之前 放掉90%为条件，rs缓冲电阻rs的选择应遵循以下原则: s s fc r 6 缓冲电阻不能太小，过小会使igbt开通时的集电极初始电流增大.因此，在满足 上式条件下，希望尽可能选取大的电阻值。为igbt的开关频率，igbt的最大开关频f 率为1500hz，实际使用时取f=1500hz. 则有 =0.11 s r s fc6 1 k 缓冲电阻的电阻功耗= s r s r pwufcs33 2 0 故选用50w、0.2的电阻。k 3 )缓冲二极 故选用快速恢复二极管，以保证igbt导通时很快关断。缓冲二极管选用过渡正 向电压低、反向恢复时间短、发向恢复特征较软的规格，其额定电流应不小于主电路 开关器件额定电流的1/10。可以选用mur3010ce型超快速恢复二极管。其额定正向平 均电流为30a，反向重复峰值电压为1000v，反向恢复时间0.5, the output voltage is greater than the input voltage and the circuit operates in the step-up mode. if l0.5, the output voltage is less than the input voltage and the circuit acts like a step-down converter. the buck-boost converter can transfer from operating in the step-down mode to operating in the step-up mode very smoothly and 48 quickly by changing only the control signals for the switches 13. in this battery-charger design, a pic microcontroller-based buck-boost converter regulates the charge current. when the microcontroller senses the charge current is too high, it decreases the duty cycle (l) value and thus the converter modulates the current to the battery at a controlled rate. if the controller senses the charge current is too low, the duty cycle (l) value is increased and the current flow from the solar module through the converter is regulated. the converter increases the current at a controlled rate. in this design, the pic provides a comparator, programmable references, analog to digital converters (adc) and pwm modules. battery voltage and current values are measured using16-bi t a/d converters and control signals to the mosfet driver is synthesized from pwm outputs of the microcontroller. the simulated signal waveforms of the charge controller are shown in fig. 4. in the figure,load current and voltage waveforms and inductor current waveforms are shown. 2.4. pwm inverter since most of the electric appliances use an ac power supply, dc power, which was obtained from solar module and stored in the battery, must be converted to ac power. inverters, whose power-circuit configuration consists of semiconductor power devices that function as static switches, implement this function. these switches are repetitively operated in such a way that the dc source at the input terminals of the inverter appears as ac at its output terminals. this ac signal is stepped up to the desired voltage by a step-up transformer. as is the case in most pv systems, the proposed system uses the voltage-sourced type pwm inverter to convert dc voltage from the battery storage to supply ac loads. 49 the single-phase voltage source pwm inverter, which is shown in fig. 5 is controlled by a pic16f873 microcontroller by switching four insulated gate bipolar transistor (igbt) devices in a full bridge inverter. the system comprises four igbt switches and driver circuit, a dc source, an output filter and feedback circuit. the internal a/d converter of the microcontroller is used to regulate the output ac voltage. the output voltage is synthe