课程设计（论文）-电容电流非侵入式采样法的分析与设计.docVIP

电容电流非侵入式采样法的分析与设计课程设计论文电容电流非侵入式采样法的分析与设计 姓名： 指导教师： 学号： 学院：电气工程学院 班级： 2015年1月摘 要 本文介绍了一些常规的电流的采样方法，通过对电路原理、运算放大器、电容、电流采样和buck电路相关知识的学习，针对常规电流采样法的不足，引出了非侵入式电容电流采样法，通过构建匹配网络测量电容电流。学习并使用频响分析仪（venable）测量电容寄生参数，计算匹配网络参数，制作匹配网络电路板，并接入buck主电路通过示波器观察电容电流与匹配网络电流的波形，重点探讨该方法在低频时的可行性，给出实验得到的具体波形，同时对其在高频工作状态时出现的问题加以简单的分析。 关键字：电容电流，采样，非侵入式i摘 要i1 引言11.1 电容电流的作用11.2 电流采样的常见方法11.2.1 串联电阻11.2.2 串联电流互感器11.3 常见电流采样方式应用于采样电容电流时存在的缺陷22 非侵入式电容电流采样原理32.1 设计原理32.2 构建电路的参数计算43 构建匹配网络63.1 频率、运放增益等参数的确定63.2 电容与匹配电容的选取与寄生参数的测定63.3 检验构建电路的匹配情况84 构建网络的电流采集94.1 buck电路简介94.1.1 buck电路基本结构994.1.2等效的电路模型及基本规律94.2 电流采集94.3 高频情况115 结论及总结14参 考 文 献15ii1 引言1.1 电容电流的作用 众所周知，电容在电力系统中是提高功率因数的重要器件，在电子电路中是获得振荡、滤波、相移、旁路、耦合等作用的主要元件。此外，电容电流采样与控制也是提高开关功率变换器系统动态响应的重要途径。为此，本文拟探讨电容电流的一类新型的非侵入式采样方式，并结合具体电路进行分析与设计。1.2 电流采样的常见方法1.2.1 串联电阻 如图1所示，在电容支路中串联一个定值电阻。由于电阻r与电容c是串联关系，在此支路两端加交流电压，流过c的电流与流过r的电流应该相等。同时电阻r的电压电流呈线性关系，所以可以通过测r两端的电压来得到电容电流的波形，电容电流的数值可通过欧姆定律计算。图1 rc串联电路1.2.2 串联电流互感器电流互感器的模型如图2所示。电流互感器的作用是可以把数值较大的一次电流通过一定的变比转换为数值较小的二次电流，用来进行保护、测量等用途。图2 电流互感器11.3 常见电流采样方式应用于采样电容电流时存在的缺陷 串联电阻的测量方法原理及电路实现简单，但该方式存有缺陷：采样电阻和测量电阻电压的工具（如示波器等），并且它们的参数都不会是理想的，因此引入电容支路后会对原有的电容电流输出有一定的影响，纹波增大，同时其具体参数难以知晓，无法进行准确的修正。 电流互感器与变压器类似也是根据电磁感应原理工作,变压器变换的是电压而电流互感器变换的是电流，这就意味着电能通过一次绕组和二次绕组后一定存在衰减，从而使得结果不准确。如果频率较高时，会对输出影响很大。而且其体积很大，不易使用。 综上，本文引入一个新的电容电流采样方法，即非侵入式电容电流采样。162 非侵入式电容电流采样原理2.1 设计原理实际电容的电流模型可以等效为一个rcl串联电路的模型（图3）图3 rcl等效电路esr和esl分别是其寄生电阻和寄生电感，等效rcl电路的总阻抗为。如果可以构建另一个rcl电路，使其阻抗为的n倍（n尽可能大），并且同相位，那么其电流，要做到同相并且阻抗成倍，需满足： （1） （2） （3） 等式(1)保证构建的rcl电路阻抗为电容阻抗的n倍，等式(2)(3)保证原电容电流和构建的rcl电路电流同相位。这样就可以通过对构建的rcl电路电流采样来得到原电容电流。由于构建的rcl电路与电容电路是并联关系（非侵入式），且其阻抗相对于电容非常大，因此对原电容电路的影响很小。图4为理想状态下的电流关系图。电流成比例同相图4理想状态下的电流关系图4理想状态下的电流关系2.2 构建电路的参数计算 实际构建的rcl电流采集电路的基础是一个运算放大器，如图5所示图5 实际的rcl电路 运算放大器的开环增益为，带宽为，如图6。所以其输出比为: (4) 运算放大器的对外阻抗特性表现为一个电阻（）和一个电感（）的串联，如图7所示。图7 运放的对外特性 如果将构建的电路看做为一个二端口网络，通过传递函数、电流电压关系以及运放的工作特性的计算，可以得到如下的参数关系： (5) (6) (7) 通过对待测电容寄生参数的测量，匹配网络各元件的参数也可以随之确定。但是由于电容和其寄生电感的阻抗会随频率改变，从而使得匹配过程比较繁琐。由于是初步设计，在此我们只考虑固定低频率时的单点匹配，可以大大的简化实验过程。3 构建匹配网络3.1 频率、运放增益等参数的确定 工作频率选择10khz。由于电容的寄生电感很小，因而在低频时段其阻抗可以忽略，同时运算放大器也会工作于线性状态，就可以使匹配工作大大简化，只需满足： (8) (9) 运算放大器采用ad823，特性图如图8图8 ad823工作特性 匹配网络与电容阻抗比n取100，运放的放大倍数取100，则运放输出后的增益由公式(4)可得，。3.2 电容与匹配电容的选取与寄生参数的测定 电容取标称电容22，取标称电容220，使用venable软件可以测得电容的阻抗-频率特性曲线。 图9为待测电容的阻抗-频率特性曲线。图9 cout的阻抗-频率特性曲线 可以读图得到以下数据： 在10khz时，阻抗=757.5，相角=-88.83，寄生电阻esr=15.43。 图10为匹配电容的阻抗-频率特性曲线。 图10 匹配电容cs的阻抗-频率特性曲线 同样可以读出： 在10khz时，阻抗=73.25，相角=-89.3，寄生电阻=896.3 所以匹配网络电阻=0.64，考虑实际情况，选取0.66的电阻。3.3 检验构建电路的匹配情况 将构建的电路视作二端口网络，使用venable软件测其阻抗-频率特性曲线，如图11所示。 图11 匹配网络阻抗-频率特性曲线 在10khz时，阻抗=73.15，相角=-87.89。 对比待测电容的数据，误差均在允许范围内，因此可以认为匹配成功。4 构建网络的电流采集 电流的采集是通过放入buck电路进行的。4.1 buck电路简介4.1.1 buck电路基本结构 基本电路结构如图12图12 buck基本电路结构4.1.2等效的电路模型及基本规律 buck电路是降压斩波电路，是基本的dc-dc电路之一。从电路可以看出，电感l和电容c组成低通滤波器。由直流分量（方波）和交流分量（三角波）组成，而其交流分量就是通过电容c的电容电流，所以电感电流与电容电流波形应该一致，从而只需要采集电感l的电流即可。4.2 电流采集在实际电路中对电容电流进行采样，电路如图13所示：图13 实际电容电流采样电路 在10khz时，通过示波器所得的电流波形如图14所示： 图中上方的波形为电容的电流波形，下方的波形为反向过后的匹配网络电流波形，很明显可以看出二者幅值相等（=-1），并且相位相同，因此实验效果比较理想。反向后的匹配网络电流波形cout的电流波形图14 10khz电容电流波形4.3 高频情况图15 16khz电容电流波形反向后的匹配网络电流波形cout的电流波形 由于构建的电路为单点低频率的匹配，那么尝试提高工作频率，观察匹配电路的电流变化情况。图15、图16与图17分别为16khz、50khz和100khz时的电流波形图。图17 100khz电容电流波形cout的电流波形反向后的匹配网络电流波形图16 50khz电容电流波形cout的电流波形反向后的匹配网络电流波形 可以很明显的看出，当频率小幅度的提高是（仍为低频），构建的网络仍能较好的匹配。而当频率升高到高频时，发生了很明显的畸变，构建的网络不能很好的运作。5 结论及总结 通过实验可以看出，由于rcl匹配网络采用的单点低频匹配，因此在匹配的频率（10khz）时，工作情况比较理想，因为此时运算放大器处于线性工作区，而且电路的阻抗相位特性也都满足设计要求。小幅度提高频率，其工作情况仍比较理想。而当工作在高频段时，匹配网络的电流波形产生了较为明显的畸变，主要原因是因为运放工作在了非线性区，同时高频导致寄生电感无法忽略，使得匹配网络的阻抗和相角产生了比较大的变化，无法与待测电容匹配。如要解决这一问题，需要进行更深入的学习研究。 本次课程设计的研究对象虽然比较难，其原理还是比较容易理解的。而且由于是初步设计阶段，很多问题可以忽略或者简化，使得实验过程也不是繁琐。虽然理论简单，但由于第一次接触设计实验，需要独立的进行选择元器件、焊接电路板等工作，过程中还是相当辛苦的，遇到了很多问题，一步一步解决所遇到的问题，最后成功实验论证了非侵入式电容电流采样方法在低频段的可行性,还是很有收获的。参 考 文 献1 forghani-zadeh, h.p.; rincon-mora, g.a.: “current-sensing techniques for dc-dc converters”, the 2002 45th midwest symposium on circuits and systems mwscas-2002.2 santa c.huerta,p. alou,j.a. oliver,o.garcia,j.a.cobos,a.abou-alfotouh:“design methodology of a non-invasive sensor to measure the current of the output capacitor for a very fast non-linear control”,universidad politcnica de madrid enpirion inc.centro de electrnica industrial 685 route 202/206 madrid, spain bridgewater, nj 08807 usa.3 a. costabeber, l. corradini, p. mattavelli and s. saggini, “time optimal, parameters-insensitive digital controller for dc-dc buck converters”, in proc. conf. pesc08.4 a. soto, p. alou and j.a. cobos, “non-linear digital control breaks bandwidth limitations”, in proceedings of 2006 applied power electronics conference apec 06.5 a. abou-alfotouh, a. lotfi and m. orabi, “compensation circuit design considerations for high frequency dc/dc buck converters with ceramic output capacitors”, in proceedings of the ieee 2006 applied power electronics conference apec 07.6 w. huang, “a new control for multi-phase buck converter with fast transient response”, in proceedings of the ieee applied power electronics conference apec01.7 e. meyer, z. zhang and y.-f. liu, “an optimal control method for buck converters using a practical capacitor charge balance technique”, in ieee trans. power electron., vol. 23, july 2008.8 z. zhao and a. prodic, continuous-time digital controller for high-frequency dc-dc converters, in ieee transactions on power electronics, vol. 23, pp. 564-573, march 2008.9 a. costabeber, l. corradini, p. mattavelli and s. saggini, “time optimal, parameters-insensitive digital controller for dc-dc buck converters”, in proc. conf. pesc08.10 v. yousefzadeh, a. babazadeh, b. ramachandran, e. alarcon, l. pao and d. maksimovic, “proximate time-optimal digital