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毕业设计说明书毕业设计说明书 题题 目：目： 高精度线性电压频率转换器高精度线性电压频率转换器 学学 院：院： 专专 业：业： 学学 号：号： 姓姓 名：名： 指导教师：指导教师： 完成日期：完成日期： 20102010 年年 5 5 月月 目录 摘要1 abstract1 第 1 章 引 言2 1.1 高精度电压频率转换的目的 2 1.2 有关电压频率转换的应用 2 第 2 章 设计方案的确定.4 2.1 实现电压频率转换的方法.4 2.2 方案的分析.4 2.2.1 通过多谢振荡器来实现电压频率转换.4 2.2.2 集成化电压/频率转换电路： .7 第 3 章 方案比较确定14 第 4 章 工作原理15 4.1 元器件介绍15 4.1.1 555 定时器15 4.1.2 lm324 运算放大器17 第 5 章 工作原理21 5.1 稳定电压源模块 .21 5.2 信号输入模块 .22 5.3 恒流源模块 .23 5.4 输入信号变换模块 .23 5.5 555 定时器为核心的压频转换模块23 5.6 实验数据分析 .24 5.7 实验仿真 .26 第 6 章 总结28 谢辞.29 参考文献.30 1 高精度线性电压频率转换器高精度线性电压频率转换器 摘要摘要：设计高精度电压转换器，可以利用 lm324 运算放大器与 555 定时器为核心器件的高精度 线性电压频率转换器。整个电路主要是由稳定电压源模块、信号输入模块、恒流源模块、输入 信号变换模块、以 555 定时器为核心的压频转换模块等 5 个模块组成的。本设计方案温漂小、 抗干扰能力强、价格便宜、线性度较好、而且变换精度高。 关键词关键词：555 定时器；线性；电压频率转 high precision linear voltage frequency converter abstract: design precision voltage converter, can use lm324 op-amp 555 timing for the core device with the high precision linear voltage frequency converters. the whole circuit is mainly composed of stable voltage source module, signal input module, constant current source module, input signal transformation module, 555 timing as the core to pressure frequency conversion module, as well as five modules. this design scheme wenpiao small, strong anti-jamming capability, cheap, good linearity and transform high precision. keywordskeywords: 555 timing; linear; voltage frequency conversion 2 第第 1 1 章章 引引 言言 1.11.1 高精度电压频率转换的目的高精度电压频率转换的目的 电压频率转换器 vfc（voltage frequency converter）是一种实现模数转 换功能的器件，将模拟电压量变换为脉冲信号，该输出脉冲信号的频率与输入电 压的大小成正比。电压频率转换器也称为电压控制振荡电路（vco），简称压控 振荡电路。随电压频率转换实际上是一种模拟量和数字量之间的转换技术。当 模拟信号（电压或电流）转换为数字信号时，转换器的输出是一串频率正比于模 拟信号幅值的矩形波，显然数据是串行的。这与目前通用的模数转换器并行输出 不同，然而其分辨率却可以很高。串行输出的模数转换在数字控制系统中很有用， 它可以把模拟量误差信号变成与之成正比的脉冲信号，以驱动步进式伺服机构用 来精密控制。 着现代电子技术渐渐的向着大规模的数字集成电路发展，面对大量的连续变化 模拟量例如幅度的变化。难以对其直接分析，但可以先将模拟量转换成数字量，再 在研究中都对数字信号（0 和 1）的直接处理分析的方法，这就需要将信号由模拟到 数字进行变换。而本设计高精度电压转换器既：电压频率转换。其过程即实 现了由模拟量到数字量的转换。 在进行数模转换过程中，可以应用的芯片很多，如 ad0809、ad574a、lm331 等 都可以实现数模转换。但人们发现芯片一般输出都是并行输出（独立、同时、同步） ， 但一般的电路对信号的处理都是串行的。但运用电压转换为频率就解决了数模的转 换，同时又可以输出串行信号，几乎完全可以替代 ad 芯片的作用。 另外相对于电压，一个信号的频率更为稳定。大家发现通过讲电压先转换为频 率，再测量其频率值，从而即可得到电压的幅度值。所以在测量中不管信号的幅度 值有多大，都可以只考虑其转换后所得到的较之更为稳定的频率来代替直接对信号 的分析，这样得到的结果精度会更高。以上都使得此课题非常具有研究价值。 1.21.2 有关电压频率转换的应用有关电压频率转换的应用 电压频率转换器在无线电技术中，用作频率调制（fm） ；在信号源电路中，用作 压控振荡等。 其用在 a/d 转换器时拥有的独特特点，良好的精度、线性和积分输入特性，常 能提供其他类型转换器无法提供的性能和效果。 3 因为用频率表示的模拟量本身就属于一种串行数据流，所以在大型多通道系统 中很容易传输处理，因为频率信号可以使用廉价的数字传输线发送器和接收器通过 长线来进行传输，抗干扰能力强，并避免了使用昂贵的模拟多路转换电路。 电压/频率转换器跟双斜率 a/d 转换器一样，具有真正的积分输入特性。逐次近 似 a/d 转换器定期进行“抽样“，因此易受噪声峰值点的影响，而电压频率转换器 的输入端一直在进行积分，因此能对噪声或变化的输入信号进行平滑的处理。 4 第第 2 章章 设计方案的确定设计方案的确定 2.12.1 实现电压频率转换的方法实现电压频率转换的方法 实现电压/频率的转换的方法很多，电压/频率转换电路实际上是一种振荡电路， 它的振荡频率随外加控制电压变化而变化。对它的基本要求是输出频率应与输入控 制电压成线性关系，且动态范围要大，加上本设计的要求既高精度。一般我们设计 电压频率转换的方法大致分为以下几种： (1) 通过多谐振荡器实现电压频率转换； (2) 通过集成化电路实现电压频率的转换。 2.22.2 方案的分析方案的分析 首先我们来简单分析一下以上两种压频率转换方式，通过对它们优、缺点的分 析来得出本此设计所采用的方法。 2.2.12.2.1 通过多谢振荡器来实现电压频率转换通过多谢振荡器来实现电压频率转换 这种设计的电压频率转换器系统框图如图2.1，包括一个由放大器组成的电压电 流转换器、带隙恒流 源和多谐振荡器。其 中多谐振荡器采用射 极耦合电路，其振荡 频率与控制电流成正 比，而控制电流由输 入电压大小决定，参 考电压源为振荡器提 供稳定的偏置，驱动 级接受振荡波形并对 外部模块提供大的电 流输出。 参考电压 osc 驱动器 amp out -vs r vin 图 2.1 电压频率转换器框图 5 整体结构设计：电压频率转 换器一般要求具有高的线性度 (01)、动态范围 (10000：1)和低的频率温度漂 移(100ppm/k)，其中最关键的 部分 为振荡器。本文采用文献 1提出的集电极钳位振荡器思 路，如图2.2所示，电压 vr为稳 定的参考电压源。 q1、q2、a1、a2组成正反馈环路， 稳态时 q1、q2一个导通，一个 则截止。假定 q1导通，它的发射极电流为2i，电容 c 上充电电流方向自左向右，d1 导通，q1的集电极电位被钳置在(vs-vr-vbe)，vbe 为一个二极管的正向压降；q2截 止，d4导通，流经 d4的电流也为 i，则 q2的集电极电位被钳置在(vs-vbe)，两个集 电极电压之差为 vr，q2导通时情况也一样。这样振荡器的电压摆幅就为 vr，不随温 度、电源电压的影响。频率 f 可表示为： f=i/(4cvr) (1) 设置充电电流 i=vin/(3r)，vr=833mv，则频率为 f=vin/(10rc) (2) 以上对图2电路的分析都是基于理想情况下的，即假定 q1、q2、a1、a2所组成 正反馈环路的反转时间很短，q1、q2在过渡状态时集电极电流为 o 或 i。实际上这 种假设只有在绝对零度时成立，在实际情况下，过渡状态附近 q1、q2的集电极电流 处于 o 和 i 之间，这样就影响了电容充电电流的大小，而且这个变化与系统所处的 环境温度有关。文献1仔细分析了过渡状态时充电电流的变化和对振荡频率的影响， 认为对于固定的 vr，振荡频率随温度升高而 线性升高，频率温度系数约为230ppmk。因 此要想得到一温漂小于100ppmk 的性能， 必须产生一正 温度系数的 vr 来做补偿。 需分三个主要模块设计： 1、振荡器电路设计 如图2.3示出了多谐振荡器电路图。钳位 二极管 d1-d6被三极管 q12-q17代替，vin 为 输入电压，vr 为参考电压源。电路采用自适 1d 2d i ii i 2q1q i 2 3d 4d 5d 6d 1a2a vs vs vr c 图2.2集电极钳位多谐振荡器简图 vs out q13 q14 q1 q2 q3 q4 q11 q10 q9 q7q6 q5 q15 q16 q17 q18 q19 q20 q21 图2.3 完整的多些震荡器电路 6 应偏置的技术，q3、q4、q5集电极电流 i 随输人电压而改变，q6面积为 q7的两倍， 使它的集电极电流为21。q9、qlo 的加人使 q3、04、q5的集电极发射极电压 vce 基本相同，增加了电流的匹配。振荡器电压摆幅等于 q12、q16基极电压之差，与电 源电压的波动无关。 2、输入放大器设计 如图2.4所示为输入放大器的设 计。q1、02采用纵向 pnp 三极管，这 样可使输入电压低至(-vs)：q9、qlo 为 q3、q4提供基极偏置电流，提高 q3、q4集电极电流的匹配，q3、q4偏 置电流应具有正的温度系数，这样可 减小整个放大器的失凋电压；r2、只 3为凋零电阻，输入信号差分放大后 经两个缓冲器电流放大可直接驱动多 谐振荡器的 q3、q4、q5。 3、带隙偏置源的设计 如图2.5为带隙恒压源的设计电路图。 带隙恒压源采用传统的方法设计， 、组成差分放大器，取 2 q 3 q 5 q 6 q 面积是的8倍,、集电极电流相 5 q 6 q 5 q 6 q 等，则可得两端电压为 4 r be v 8ln/8lnqktvv tbe 取，发射极电压为rrr12 45 4 q betbg vvv8ln13 适当选择 r 值，可使温度系数很小。 bg v amp 和组成电压电流转换器，流经的电流，其中为正温度系数， 10 q 3 r 321 iii 2 i 因此在两端可产生正温度系数的电压以补偿振荡器固有的负温度系数的频率漂移。 3 r 偏置电压可送至输入放大器，因为的集电极电流为正的温度系数，恰 1 vr 1 q 4 i 好满足输入放大器偏置的要求。 模拟结果： a)对振荡器电路做温度特性分析： r1 r2 r3 r4 r5 q1 q2 q3 q4 q9 q10 q5 q6 q7 q8 q11 q 12 q14 q13 vt1 vin+ out vt2 图2.4 输入放大器电路 r3 q1r2 r1 q4 q2 q3 q5 q6 q7c1 q8 r5 q9 r4 r6 r7 r8 q11 q10 + - 图 2.5 带隙衡压源电路 7 如图2.6所示，为振荡器频率于温度关系图。当参考电压 vr 分别取 (0833v+0ppm)(b1、c1)和(0833v+230ppm)(b2、c2)，输入电压取1v 和 100mv。可以看出，适当选取正温度系数的参考电压 vr，可使振荡器在0-70的范 围内频率温度系数处于100ppm以下。 温度（） 频率（khz） 204060801000 482 484 486 488 490 492 494 496 b1 b2 温度（） 频率（khz） 204060801000 c1 c2 48.4 48.5 48.6 48.7 49.0 48.9 48.8 49.1 49.2 49.3 图 2.6 振荡器频率与温度关系图 b)对电压频率转换器的线性度和动态范围的仿真分析： 如图2.7显见从01mv 变化到1v，振荡器频率线性增加。由图2.8可知线性误差 小于01，动态范围80db。 vin(v) frequency(hz) 1 100 1k 10k 100k 1m 1m10m100m vin(v) nonlinear error(%) 1 0.02 0.08 0.04 0.06 0.10 1m10m100m 0.00 图 2.7 输入电压与振荡器频率关系 图 2.8 振荡器非线性误差 模拟结果显示：设计的电压频率转换器具有小于 01线性度，动态范围大于 80db，频率温度漂移小于 100ppm/k。 2.2.2 集成化电压集成化电压/频率转换电路：频率转换电路： 利用芯片设计电压频率转换器，输入电压通过一个稳压电路之后输出，然后直 接输入到芯片输入端，在芯片外部接入由电容电阻所构成充放电电路，就能够组成 8 电压频率转换电路，并且转换精度较高。原理框图如图 2.9 所示： 稳压电路系统压频转换系统 图 2.9 集成电压转换器原理框图 此方法可以采用图 2.10 所示的基本电路。这种电路具有下述优点：精度高,线 性度高,功耗低、体积小。 实现 v/f 转换有很多的集成芯片可以利用，例如：ad652s，ad7740,lm331 等。 这里以 lm331 为例。 系统总框图 图 2.10 输入电压在经过稳压电路处理后，变为稳定的直流电压，再经过外接了充放电 电路的芯片后，转换为频率，因为有了稳压电路处理，所以精度提高了。达到了高 精度目的，再经过压频转换，得出想要得到的高精度频率输出。 整个设计分为两部分，第一部分为稳压电路部分，第二部分为压频转换部分； 在下面的设计介绍中会分成两个部分简要介绍。 （1）稳压电路系统分析 稳压电路系统由电源变压器、整流电路、滤波电路和稳压电路四个部分组成， 如图 2.11 所示。 输入 输出 （a）稳压电源的组成框图 输出频率 lm331 集成芯片 输入电 压 稳压电路 充放电电路 变压 稳压滤波整流 9 u1 u2 u3 ui u0 0 t 0 t 0 t 0 t 0 t （b）整流与稳压过程 图 2.11 稳压电源的组成框图及整流与稳压过程 稳压电路中主要问题在于整流：将交流电转为直流电。可用单相桥式整流电路， 单相半波整流电路，单相全波整流电路等电路来实现。因为单相桥式整流电路使用 的整流器件较全波整时多一倍，整流电压脉动与全波整流相同，每个器件所承受的 反向电压为电源电压峰值，变压器利用率较全波整流电路高。所以在稳压系统中采 用单相桥式整流电路。 整流电路采用桥式整流电路，电路如图 2.12 所示。在 u2 的正半周内，二极管 d1、d4 导通，d2、d3 截止；u2 的负半周内，d2、d3 导通，d1、d4 截止。正负半周内部都 有电流流过的负载电阻 rl，且方向是一致的。电路的输出波形如图 2.13 所示。 在桥式整流电路中，每个二极管都只在半个周期内导电，所以流过每个二极管 的平均电流等于输出电流的平均值的一半，即。电路中的每只二极管承受 01 5 . 0 ii f 的最大反向电压为(u2是变压器副边电压有效值)。 2 2u 在设计中，常利用电容器两端的电压不能突变和流过电感器的电流不能突变的 特点，将电容器和负载电容并联或电容器与负载电阻串联，以达到使输出波形基本 平滑的目的。选择电容滤波电路后，直流输出电压：uo1=(1.11.2)u2，直流输出电 t 0 23 4 2 2u t 0 234 o u 2 2u 整流电路 2.12输出波形图 图 2.13 10 流：（i2是变压器副边电流的有效值） ，稳压电路可选集成三端稳压器 25 . 1 2 01 i i 电路。总体原理电路见图 2.14。 a)选择集成三端稳压器 因为要求输出电压可调，所以选择三端可调式集成稳压器。这里我们采用的是 lm317t,管脚图和典型电路如图 2.15 图 2.15 管脚图（左）和典型电路（右） 输出电压表达式为: 1 1 0 125 . 1 r rp u 式中，1.25v 是集成稳压块输出端与调整端之间的固有参考电压 ，此电 ref v 压加于给定电阻两端，将产生一个恒定电流通过输出电压调节电位器，电阻 1 r1rp 常取值 2k，在这里，采用 10k 的电位器，其最大阻值为 10.36k 再串联一个 r2， 1 r 其阻值为 2.2k,根据 lm317 输出电压表达式，取：,。我们一kr2 . 2 1 kr2 2 1 rp 般使用精密电位器，与其并联的电容器 c 可进一步减小输出电压的纹波。图中加入 了二极管 d，用于防止输出端短路时 10f 大电容放电倒灌入三端稳压器而被损坏。 lm317 其特性参数： 输出电压可调范围：1.25v37v 输出负载电流：1.5a 输入与输出工作压差 u=ui-uo：340v b)选择电源变压器 电源变压器的作用是将来自电网的 220v 交流电压 u1变换为整流电路所需要的交 稳压电路原理图 2.14 11 流电压 u2。电源变压器的效率为：。其中，是变压器副边的功率， 12 pp 2 p 是变压器原边的功率。一般小型变压器的效率如表 2.1 所示： 1 p 表 2.1 小型变压器的效率 副边功率 2 p va10va3010va8030va20080 效率0.60.70.80.85 因此，当算出了副边功率后，就可以根据上表算出原边功率。 2 p 1 p 由于 lm317 的输入电压与输出电压差的最小值，输入电压与输vuu oi 3 min 出电压差的最大值，故 lm317 的输入电压范围为：vuu oi 40 max maxminminmax )()( oioioio uuuuuuu 即 vvuvv i 40339 vuv i 4312 ， 取 v u u in 11 1 . 1 12 1 . 1 im 2 vu12 2 变压器副边电流： ，取，aii o 8 . 0 max2 ai1 2 因此，变压器副边输出功率： wuip12 222 由于变压器的效率，所以变压器原边输入功率，为留7 . 0w p p 1 . 17 2 1 有余地，选用功率为的变压器。w20 c)选用整流二极管和滤波电容 由于：，。vuurm171222 2 ai8 . 0 max0 in4001 的反向击穿电压，额定工作电流，故整流二极vurm50 max0 1iaid 管选用 in4001。 d)选用滤波电容 根据 ， 3 00 103,5,12,9 vppi smvuvuvu 和公式 常数 常数 o i t i i v u u u u s 0 0 可求得： v su uu u v ipop i 2 . 2 1039 12005 . 0 3 0 所以，滤波电容： 12 uff u t i u ti c ii c 3636003636. 0 2 . 2 2 1 50 1 8 . 0 2 max0 电容的耐压要大于，故滤波电容 c 取容量为，耐vu171222 2 f4700 压为的电解电容。v25 （2）压频转换系统工作原理说明： 如图2.16为压频转换系统的电路图： 8 +5v vcc vcc 1 2 3 fo5 6 4 ct rs2 rs 触发器 精密电流 电流开关 基准电路 cl + + - - 输入比较器 - - 定时比较器 q r 2r 输出驱动 复零晶体 管 7 图2.16 压频转换电路 当输入端(7管脚) ui输入一正电压时，输入比较器输出高电平，然后rs触发 器置位1，输出高电平，输出驱动管导通，3管脚输出端f0为逻辑低电平，同时电源 vcc也通过电阻rt对电容ct充电。当电容ct两端充电电压大于vcc 的2/3时，定时比 较器输出一高电平，使rs触发器复位，输出低电平，输出驱动管截止，输出端f0 为逻辑高电平,同时,复零晶体管导通，电容ct通过复零晶体管迅速放电；电子开关 使电容cl对电阻rl放电。当电容cl放电。电压u6等于输入电压ui时，输入比较器再 次输出高电平,使rs触发器置位。如此反复循环，构成自激振荡。输出脉冲频率f0 与输入电压ui成正比，从而实现了电压频率的线性变换。通过查询资料，发现其 ui 13 输入电压和输出频率的关系为: 由式知电阻rt、rl、rs、和ct 直接影响转换结果fo，因此对元件的精度要有 一定的要求，可根据转换精度适当选择。电阻ri和电容ci组成低通滤波器，可减少 输入电压中的干扰脉冲，有利于提高转换精度。 输入管脚的电阻 ri 和电容 ci 组成低通滤波器电路，取值对电路影响不大，接 地电容 ci 取漏电流小的电容器，可以取 0.01uf，ri 取 100k。rc 回路的充电时间 t 由定时元件 rt 和 ct 决定，其关系是:。crt*1 . 1 典型值取 rt=6.8k，接地电容一般取 ct=0.01f，则 t=7.5s。假设电容 cl 的充电时间为 t1，放电时间为 t2，则根据电容 cl 上电荷平衡的原理，我们有： 从上式可得：式中 is 由内部基准电压源供给的 1.90v 参考电压和 2 管脚的外 接电阻 rs 决定，is=1.90/rs，改变 rs 的值，可调节电路的转换增益。 ,t1=1.1rt*ct 输出频率 fo 与电压 ui 成正比，所以 转换结果数据如表2.2所示： 电压/v 11.522.533.544.555.5 频率/khz 2.082.843.64.45.135.886.677.418.28.93 表 2.2 压频转换系统转换结果 由上述表可知此方法在整个工作温度范围内和较低电源电压下都有极高的精度。 lm331 的动态范围宽；线性度好，最大非线性失真小于 0.01% ，工作频率很低时仍 有较好的线性；变换精度高； rlctrt uirs rlctrt uirs t f *09.2 * *1.1*90.1 *1 0 rlctrt uirs rlctrt uirs t f *09 . 2 * *1 . 1*90 . 1 *1 0 rl vt tti*21*) rl vt -s( rs i 9 . 1 s 14 第第 3 章章 方案比较确定方案比较确定 方案确定依据：我们希望能采用一种精度高，稳定性能好，可适用的环境广， 且价格便宜的电压/频率转换电路。 通过研究发现，频率的产生一般是需要一个振荡电路来实现，这让我们想到通 过 555 定时器。555 定时器芯片具有价格便宜，所产生振荡信号的幅度、频率都相 当的稳定。使用 555 定时器来实现电压/频率转换最大的优点就是电路组合方式多样， 可适用于不同的电压值的频率转换。同时为了提高转换的精度和减小电路受温度的 影响，我们还在电压信号的输入端加入了运放，以阻止温漂。本电路还有一个优点 就是提供了稳定的工作电压源，是电路的工作电压始终保持在+9v。因为此电路采用 了 555 定时器，使得电路的抗干扰能力增强，向外辐射减小，以下便是对此种方法 的详细介绍。 在文件综述里，已经介绍过了本设计采用的核心元器件是 555 定时器，利用的 就是 555 定时器能产生振荡。在我们实际的应用过程当中，利用 555 定时器来实现 电压频率转换的电路比较多，不同的电路形式所适用的环境不同。我们所设计的 电路结合了以上电路的优点，在成本增加不是很高的情况下（增加了一块 lm324 芯 片） ，使得适用的范围增广，所能适应的环境温度可以由 0oc60oc。而且采用高性 能的 555 定时器和 lm324 芯片能使使用范围更加广泛。由于此电路的振荡部分是由 555 定时器完成，因此电路本身向外的辐射很小，再加上电路本身的滤波措施，使 电路抗干扰能力增强。 为了能使电路设计达到预期的效果，第一：必须选用适当的元器件；第二：时 刻围绕着设计要求；第三：要采取科学的测量方法和使用测量精度较高的仪器、仪 表。这是设计能否达到预期效果的关键两点，也是设计过程当中很难达到的，特别 是第三点。 15 第第 4 章章 工作原理工作原理 4.14.1 元器件介绍元器件介绍 为了达到线性度好、精度高的目的，除了要设计好电路外，对于元器件的选用 也是很重要的。由之前的分析，本设计所需要的元器件主要有：ne555 定时芯片一 块；lm324 运算放大器芯片一块；9013 型三极管两个（npn 型） ；9015 型三级管两个 （pnp 型） ；电感线圈；电容、电阻若干；2dw23 型稳压管一个。下面介绍下主要元 器件： 4.1.14.1.1 555555 定时器定时器 555 定时器是美国 signetics 公司 1972 年研制的用于取代机械式定时器的 中规模集成电路，因输入端设计有三个5k 的电阻而得名。此电路后来竟风靡 世界。一般用双极性工艺制作的称为 555，用 cmos 工艺制作的称为 7555，除单 定时器外，还有对应的双定时器 556/7556。555 定时器的电源电压范围宽，可在 4.5v16v 工作，7555 可在 318v 工作，输出驱动电流约为 200ma，因而其输出可 与 ttl、cmos 或者模拟电路电平兼容；是一种模拟和数字功能相结合的中规模集成 器件。555 集成定时器由五部分构成：分压器、比较器、基本 rs 触发器、晶体管开 关和输出缓冲器。 (1)分压器：有三个阻值为 5k 的店主串联起来构成分压器，为比较器提供两个 参考电压。比较器 c1 的同向输入端 u+=（2/3）vcc，比较器 c2 的反向输入端 u- =（1/3）vcc。co 端为外加电压控制端。通过该端的外加电压 vco 可改变 c1、c2 的 参考电压。工作中不适用 co 端时，一般 co 端都通过一个 0.01uf 的电容接地，以旁 路高频干扰。 (2)比较器：555 有两个完全相同的高精度电压比较器 c1 和 c2。当 u+u-时， 比较器输出高电平（uo=vcc） ；当 u+u-时，比较器输出低电平（uo=0） 。比较器的 输入端基本上不向外电路索取电流，其输入电阻可视为无穷大。 (3)基本 rs 触发器：由两个与非门 g1、g2 组成基本 rs 触发器。两个比较器的 输出信号 uo1 和 uo2 决定触发器的输出端状态。基本 rs 触发器有置 0（复位） ，置 1（置位）和保持三种逻辑功能。电压比较器 a1 的输出信号作为基本 rs 触发器的复 位控制信号，电压比较器 a2 的输出信号作为基本 rs 触发器的置位控制信号。 d r d s 16 (4)晶体管开关：晶体管开关实际是一个共射极接法的双极型三极管开关电路， 其工作状态由基本 rs 触发器的端控制，集电极引出集成块外部，外接 rc 充放电q 电路或电平转移电路等，通常，把引出集成块外部的集电极端（d）称为放电端。当 基极为低电平时，v 管截止；当基极为高电平时，v 管饱和导通，起到开关的作用。 (5)输出缓冲器。由非门 g4 组成， 用于增大对负载的驱动能力，并隔离 负载对 555 集成电路的影响。如图 3.1 为 555 定时器的内部结构图。 555 引脚功能： 1 脚：外接电源负端 vss 或接地， 一般情况下接地。 2 脚：低触发端 3 脚：输出端 vo 4 脚：是直接清零端。当端接低 电平，则时基电路不工作，此时不论、 th 处于何电平，时基电路输出为“0” ， 该端不用时应接高电平。 5 脚：vc 为控制电压端。若此端外接电压，则可改变内部两个比较器的基准电 压，当该端不用时，应将该端串入一只 0.01f 电容接地，以防引入干扰。 6 脚：th 高触发端 7 脚：放电端。该端与放电管集电极相连，用做定时器时电容的放电。 8 脚：外接电源 vcc，双极型时基电路 vcc 的范围是 4.5 16v，cmos 型时 基电路 vcc 的范围为 3 18v。一般用 5v。 555 工作过程： 1、当 6 脚的电位高于基准比较电压 v1 当 6 脚（th 端）的输入电压大于基准比较电压时，电压比较器 a1 输 c ev32 1 出低电平。如果 2 脚的输入信号电压大于基准比较电压，则电压比较器 c ev31 2 c2 输出高电平。这时基本 rs 触发器置 0（复位） ，时基集成电路输出低电平，三极 管开关处于导通状态。如果 2 脚的输入信号电压小于基准比较电压，则 c ev31 2 电压比较器 c2 输出低电平。这时，时基集成电路仍然输出低电平，三极管开关仍处 于导通状态。 2、当 6 脚的电位低于基准比较电压 v1 当 6 脚（th 端）的输入电压小于基准比较电压时，电压比较器 a1 输 c ev32 1 图 3.1 555 定时器内部结构 17 出高电平。如果 2 脚的输入信号电压大于基准比较电压，则电压比较器 c ev31 2 c2 输出高电平。这时，基本 rs 触发器的工作状态不变，时基集成电路的输出状态 和三极管开关的工作状态保持不变。如果 2 脚的输入信号电压小于基准比较电压 ，则电压比较器 c2 输出低电平。这时，基本 rs 触发器置 1，时基继承电 c ev31 2 路输出高电平，三极管开关仍处于截止状态。 3、直接复位 直接复位端（r）输入低电平控制信号时，无论高触发端 6 脚和低触发端 2 脚的 输入信号状态如何，基本 rs 触发器输出端输出高电平，时基集成电路输出低电q 平，三极管开关处于导通状态。 如图 3.2 为 555 定时器的功能表 图 3.2 555 功能表 不同的 555 定时器有不同的电器特性。一般民用采用的都是 ne555。ne555 作为 rc 振荡时间电路，具有较高的精度和稳定度。单稳定时初始精度在计算值的 1%之内， 电源电压变化引起的漂移和温度变化引起的漂移也较小。 4.1.24.1.2 lm324lm324 运算放大器运算放大器 lm324 系列器件为价格便宜的带有真差动输入的四运算放大器。与单电源应 用场合的标准运算放大器相比，它们有一些显著优点。该四放大器可以工作在低 到 3.0 伏或者高到 32 伏的电源下，静态电流为 mc1741 的静态电流的五分之一。 共模输入范围包括负电源，因而消除了在许多应用场合中采用外部偏置元件的必 要性。每一组运算放大器可用图 1 所示的符号来表示，它有 5 个引出脚，其中 “+” 、 “-”为两个信号输入端，“v+” 、 “v-”为正、负电源端，“vo”为输出端。 两个信号输入端中， vi-（-）为反相输入端，表示运放输出端vo 的信号与该输 入端的位相反； vi+（+）为同相输入端，表示运放输出端vo 的信号与该输入端 18 的相位相同。 如图 3.3 为 lm324 的管脚图： 图 3.3 lm324 管脚图 集成运算放大器的内部一般是多级直接耦合放大电路，他的输入级常常差动放 大电路组成，因此一般具有两个输入端，一个输出端以及用以连接电源电压和外加 校正环节的的引出端。为了表征集运放各方面性能，曾制定了二十多种技术指标， 现在讲常用的并和这次设计紧密相关的参数介绍以下。 1、环差模电压增益 aod 这是指运放在没有外加反馈情况下的直流差模增益。它是决定精度的重要因素。 理想的运算放大器的其 aod应为无穷大，实际上可以理解为差动放大的两个输入电压 只要有极微小的差别，就可以使输出电压有较大的变化幅度。对于 lm324，其开环 电压增益可以达到 25-100v/mv。也就是只要 0.1v 的电压波动，那么输出电压的 波动范围就是 10v，是相当大的。 2、输入失调电压 vos 它的定义是，为了使输出电压为零，在输入端所需要加的补偿电压。它的数值 表征了输入级差分管失配的程度，在一定成下也反映了温漂的大小。对于lm324其 输入失调电压为27mv。 3、输入失调电压温漂 vos 这是指 vos在规定工作范围内的温度系数，是衡量一个运放的重要指标。对于 lm324，其输入失调电压温漂为 7.0v/0c。达到了本次设计所需要的标准。 4、输入失调电流 ios 这是用来表征差分对管输入电流不对称所造成的影响。对于 lm324，其输入失 调电流仅有 5.0-50 na。在这里提前讲一点，输入失调电压和电流是我们在这次设 计当中重点需要克服的两个问题，因为它直接关系到了设计是否能达到预定精度。 19 5、输入失调电流温漂 其意义和输入失调电压温漂相同，只是对象为电流。高质量的 lm324 的为 10pa/0c。 6、输入偏置电流 ib 这是衡量差分对管输入电流绝对值大小的标志，ib太大，不仅在不同信号内阻 的情况下，对静态工作点有较大的影响，而且也要影响温漂和运算精度。对于 lm324 的输入偏置电流为-90 到-250na。 7、最大共模输入电压 vicmax 集成运放在工作时，常遇到既有差模输入又有共模输入的情况。如果共模电压 超过一定限度，将会使输入极工作不正常，因此要加以限制。lm324 的共模输入电 压从-0.3 到 32v 8、最大差模输入电压 vidmax 这是反相端和同相端之间所能承受的最大电压值。超过这个电压，输入级差分 对管中的一个管子将会出现反向击穿的现象。lm324 的最大差模输入电压可以达到 32v。 图 3.4 lm324 原理图 如图 3.4 为 lm324 的工作原理图，lm324 系列采用两个内部补偿、二级运算放 大器。每个运放的第一级由输入缓冲晶体管 q21 和 q17 的差动输入器件 q20 和 q18，以及差动单端转换器 q3 和 q4。第一级不仅完成第一级增益的功能，而且要完 成电平移动和减小跨导的功能。由于跨导的减小，仅需要用一个很小的补偿电容 20 （仅 0.5pf） ，从而就可以减小芯片的尺寸。跨导的减小可由将 q20 和 q18 的集电极 分离而实现。该输入级的另一个特征是，在单电源工作模式下，输入共模范围包含 负输入和地，无论是输入器件或者差动到单端变换器都不会饱和。第二级含标准电 流源负载放大器。每个放大器都有内部电压稳压器提供偏置，稳压器的温度系数低， 因此每个放大器就拥有良好的温度特性以及优异的电源抑制表 3.1 为 lm324 一些基 本的工作参数。 表 3.1 lm324 工作参数 额定值 lm324 单位 电源电压 32vdc 输入差动电压范围 32vdc 输入共模电压范围-0.3 到 32v vdc 输出短路持续时间连续 结温 150 0c 保存温度-65 到 150 0c 工作温度-25 到+85 0c 输入失调电压 2-7mv 输入失调电流 5.0-50na 输入偏置电流-90 到 250 na 大信号开环电压增益 25-100v/mv 21 第第 5 章章 工作原理工作原理 如图 5.1 所示，为实际电压/频率转换原理图。 首先根据此图我们可以把它按照功能分为五个模块。 第一：稳定电压源模块；第二：信号输入模块；第三：恒流源模块；第四：输 入信号变换模块；第五：以 555 定时器为核心的压频转换模块。现在逐次分析各个 模块的功能。 图 5.1 电压/频率转换器工作原理图 5.15.1 稳定电压源模块稳定电压源模块 因为当 555 定时器的工作电压发生变化时，会引起 1%/v 的漂移。而我们需要该 设计的漂移误差只能达到 0.01%。因此必须给 555 定时器一个稳定的工作电压。既 需要设计此稳定电压模块。 图 5.2 为本次采用稳定电压源的原理图。输入电压的变化范围可以在 +9.518v，而输出电压可以恒定在 9v。基本工作原理是：当输入电压变大时，因运 放 a3 的反相输入端的电压被固定在了 6.225v，所以 a3 输出端的电压必然升高，使 得 vt3 的基极电压降低，从而 vt3 的集电极电流也变小，即 vt4 的基极电流变小。 由于三极管的特性，那么 vt4 集电极和发射极之间的电压升高，根据基尔霍夫的 kvl 定律，稳压模块输出端的电压就相应降低。这样就形成了一个动态平衡的过程， 使得输出端的电压固定在了 9v。关键的元件就是运放器 a3，它和其他元件共同构成 了一个负反馈的电路。同时为了防止供电电源电压的波动，我们在输入端接上电容 22 c11，当电压波动是，能过滤掉高次的斜波分量。为了能观察稳压供电模块是否能工 作正常，特地加上两个发光二极管，以此反映正常与否。同时这两个发光二极管也 把 vt3 基极的电位固定在了 1.5v 左右，有钳位的作用。 图 5.2 稳定电源模块 5.25.2 信号输入模块信号输入模块 这个模块是用一个运放组 a1 成了一个射极跟随器。这样做的目的是为了不让高 频信号反过来影响输入信号，射极跟随器起到一个隔离的作用。如图 5.3 为信号输 入模块电路图。a4 用于减小 a1 的温度漂移，由 a1、a4 组成了一个低温漂放大器 （漂移就是指输入失调电压随温度的变化）。当温度降低或者升高的时候，a1，a4 的输出电压必然有波动，即升高或者降低。如果是升高的话，那么 a4（a3）的输出 端的电压也会升高，也就是 a3 的反相端电压升高，这样 a3 输入端正相和反相端的 电势差降低，因此 a3 输出端的电压就降低了。也是形成了一个负反馈。 根据前面对 lm324 的介绍我们可以了解到，因为 lm324 存在输入失调电压和输 入失调电流，所以当你输入 100mv 的信号电压时，在 r1 两端的电压值可能会是 102 到 105mv 之间的一个数，我们知道流过 r1 上电流的大小是电容 c1 放电电流，也就 是说如果这里存在误差的话，那么在 ne555 输出端的频率也肯定会发生偏差，因此 为了克服这个缺点我们在的加入了 r6、r7、r8 和 rp1 组成的偏置电路来克服失调电 压和电流。 23 图 5.3 信号输入模块 5.35.3 恒流源模块恒流源模块 此模块是为了给 c1 提供恒定的充电电流。从 555 定时器 cvolt 引脚输出的电压 为 vcc*2/3，且恒定不变。然后也通过一个设计跟随器，同样是为了起到隔离的作 用。所以此时 vt2 的 c 极电位近似为 1/3。而 r2、vt2、a2、vd1 和 c1 等组成一 dd v 个恒流源，c1 的充电电流为。)3/( 22rrpcc rrv 5.45.4 输入信号变换模块输入信号变换模块 a1 与 vt1、r1 组成电压电流的变换器，它把输入电压变换成与其成比例的 c1 i v 放电电流。输入信号的电压幅值（200mv）大，则 vt1 的导通性能好，c1 上的电荷 放得快，那。 ii rvi/ 1 5.55.5 555555 定时器为核心的压频转换模块定时器为核心的压频转换模块 在 c1 充电期间，3 脚呈高电平，vd2 截止。当 c2 通过 r4 充电高于时，定 dd v 3 2 时器 555 复位，暂稳态结束。设暂稳宽度，即脉冲宽度为 ，c1 的放电时间为 t， 则有：，因而，由此可推出：tii* 2 12) 3( * r tv r v idd 24 ，可见脉冲频率 f 与输入信号的幅值成正比，从而实 i idd i v rv vr t f )( *3 12 现了电压频率的线性转换。 5.65.6 实验数据分析实验数据分析 本次设计所需要达到的目的总结起来主要有三个，第一个是实现电压频率的 转换；第二个是要呈线性状态；第三个是精度要求要高。第一点，比较容易实现， 电路装好后，只要前面所讲的起振条件即可。对于第二、三点，通过测得的实验数 据分析来看，基本已达到预定要求。为保证实验数据的有效，我们对每组数据均采 样 10 次，数据结果如表 4 所示。 表 4 实验测试数据 输入电压输出频率 2mv0.2hz 19.98mv1.98khz 40.10mv2.0khz 60.08mv3.11khz 80.30mv4.01khz 100.02mv5khz 121.12mv5.92khz 140.50mv7.32khz 160.00mv8.13khz 181.00mv9.00khz 200.01mv10khz 25 0 2 4 6 8 10 12 219.9840.160.0880.3100.02121.12140.5160181200.01 输入电压与输出频率之间的关系 图 5.4 实验结果曲线 以上所测数据是在温度为 25oc 时所测得的数据，大家可以从表 4 或者曲线图 5.4 上看到，随这输入电压的线性增加，输出频率也是呈线性增加的，这说明了在 温度恒定的情况下，输入电压和输出电压之间是呈线性关系的。因为本电路的温漂 要求是，因此我们还测量了在不同的温度下，输入电压和输出频率的关c/%01 . 0 系，总共测了 3 组数据如表 5 所示。 （电压单位均为 mv,频率单位均为 khz） 表 5 不同温度下的测试结果 ta=10octa=30octa=50oc 输入电压输出频率输入电压 输出频率 输入电压 输出频率 20.111.990.102.020.11 19.980.919.880.8220.10.82 40.12.0841.12.1639.972.16 60.083.0360.283.1860.082.95 80.34.0980.134.0980.73.86 100.024.77100.024.92100.324.77 121.126.07121.126.07121.026.07 140.57.17140.77.09140.06.86 1607.98160.28.06159.917.91 1819.081828.93180.18.78 200.0110200.0010.08199.899.93 从上面的表可以看出来，随着温度的上升，其输出端的频率变化并不明显，完 全满足设计要求。 从以上的数据