应用与45nmCMOS的具有数字调制功能的全差分集成开关电容DC-DC转换器论文翻译.doc

应用与45nmCMOS的具有数字调制功能的全差分集成开关电容DC-DC转换器Yogesh K. ramadass，会员，IEEE，艾A.法耶德，高级会员，IEEE，和anantha P.卓卡珊，研究员，IEEE摘要-实施有效和具有成本效益的功率以电池为动力的混合信号SoC调节方案重点在集成电路设计。本文提出了一种完全集成的开关电容DC-DC转换器在45 nm数字CMOS技术。该实现使用代替传统的金属烤瓷冠的数字电容调制pwm控制方法来保持对负载电流调节的变化。本技术保持恒定的开关频率同时缩放开关和底板损失变化在负载电流。因此，效率高，可实现跨越不同的负载电流水平，同时保持一个可预测的开关噪声的行为。转换器占地只有0.16毫米，1.8 V输入操作。它提供了一个可编程的亚1V电源具有高达69%的效率和负载电流100和8mA.测量结果确认所提出的设计的理论基础。 指数条款的CMOS数字电源，直流-直流转换，数字电容调制，LDO的更换，开关电容。一、引言最近在电子设备中使用的扩张人类生活的各个方面起到了推波助澜的需求广泛的功能，多个无线/有线连接选项，几个数字/模拟接口机制，显着较高的数字处理能力，大比以前的数据存储容量。扩展数字处理功能驱动IC产业走向彻底缩小到纳米硅制造技术随着降低电源分诉这个水平缩放允许非常密集的数字实现的最小功率消耗。另一方面，在系统需要除了广泛的数字模拟/射频能力处理功能，还需要扩大导致的演变片上系统（SoC）的混合信号。在这些系统，射频，模拟，数字处理电路都集成到一个单芯片形式在试图最大限度地提高全系统功能的最小功率，成本，和足迹。不过，对于不同的功能被集成在一个需求单一的SOC会产生严重的电源管理瓶颈。特别是，独立的人数众多，隔离，唯一的电源要求的这些不同的定义电路的转换过程，进行调节，并有效地提供电力的SOC从一个单一的能源电源（电池）是非常具有挑战性的。事实上，在一个典型的混合信号SoC可能有多达30的隔离电源只供应领域的模拟/射频部分。有两个基本方法产生这些独立的电源域从电池开关监管机构和线性稳压器1，2。开关稳压器绝对优势实现高效电源，但在SOC中，有几个因素限制他们的使用。首先，大的外部无源元件（电感器和电容器）所要求的这些类型的监管使用其中的几个，在SOC的成本/大小望而却步的策略。其次，这些外部无源元件需要多个引脚连接到调节器的控制电路，和因此，使用超过一个几个开关监管机构几乎是不可能的。另一方面，线性稳压器，而功率效率低下，非常有效的成本/尺寸。首先，他们需要只有一个单一的电容器。该电容器具有传统使用外部组件实现，这仍然是比电感更便宜和更小的。第二，研究工作在学术界和工业界已经证明，即使这些电容器可以被最小化的水平，可以集成片上35。因此，除了消除的外部电容器本身/大小的成本，许多线性稳压器在SOC的需要可以实现没有任何封装PCB开销。在本文中，这两种调节方法的优点结合在一个电容器的完全集成在45纳米CMOS技术的开关稳压器。使用30MHz的开关频制，而不是传统的金属烤瓷冠和PWM控制方法，以保持对负荷的调节电流的变化。本技术保持恒定频率开关同时缩放开关和底板的损失在负载电流的变化。因此，效率高，是在不同的负载电流的水平，同时保持一个可预测的开关噪声的行为。该开关稳压器是专门设计来取代线性稳压器用于功率模块在一个完全集成的混合信号调频电台。然而，它也可以被用来作为一个现实的在许多其他的线性稳压器具有成本效益的替代应用。 手稿收到于2010年4月21日；2010年7月12日修订；接受八月2010。2010年12月3日的当前版本日期。本文被批准客座编辑揆哥首席人事官。Y. K. ramadass与麻省理工学院，剑桥，马02139美国。他还与德克萨斯仪器，达拉斯，TX 75243美国（电子邮件：yogeshkr“Gmail。com）。A.法耶德是爱荷华州立大学，艾姆斯，IA 50011美国。A. P.卓卡珊同麻省理工学院，剑桥，马02139的美国。2、 在无线通信系统中的电源域 图1显示了一个广泛采用的功率调节方案现代的混合信号SoC。如图所示，本方案是基于只使用两个有效的高电流开关稳压器的工作直接从锂离子电池产生一个单一的1.8“模拟”的混合信号模块共享的供应SOC，和一个单一的1.2 V”的数字用数字“供应的SOC处理单元。这两个监管机构是唯一的在开关稳压器与电池系统接口，通常使用一个单独的芯片实现高压技术。这消除了可靠性问题与接口的低压SOC直接与锂离子电压等级。SoC是最后离开产生的所有任务必要的地方电力供应由其混合信号需要模块（可为0.9V的作用1V）从共用1.8“模拟”使用阵列的完全集成的低电流供应线性稳压器（通常在5马10 mA负载）。随着这一策略，开关稳压器的数量和它们相关的外部无源器件最小化。值得一提的这工作在图1线性调节器阵列的选择从1.8V电源而不是1.2V电源驱动两个主要因素。这是第一要素的数字1.2V典型这是一个函数，采用动态电压缩放DSP的性能要求，以及过程技术和温度的角落，为了控制产量和消耗功率。这种动态电压缩放的结果在一个大的变化是不相关的数字电源在混合信号模块的性能要求。事实上，在45 nm，1.2 V数字电源可以是低0.75 V在某些条件下。在这些相同的条件下，许多混合信号模块可能仍然需要0.9V-1V电源水平，从而在1.8 V模拟电源的选择而不是1.2 V数字电源。第二个因素是，数字电源包含很多不可预知的噪音，不是镇压容易使用的片上电容的线性稳压器。这种不可预测的噪声是很占困难的混合信号模块的设计，可能会导致显着的性能退化。在图1中，在具有成本效益的方案，是一个重要的效率损失。这是由于这样的事实，许多的权力由混合信号模块所需用品可低至0.9 V输入电压之间的大的差异（1.8V）和输出电压线性稳压器变得非常低效的。此外，每个混合信号模块消耗在5到10毫安，用线性的大量监管者需要，这种效率损失对集体的影响SOC的整体功耗变得相当显着的。 此外，线性稳压器使用图1中的数组使任何努力花在低电压的模拟电路设计使低功耗通过供应比例几乎无效。这是由于这样的事实模拟电路中的总电流消耗不一般电力供应减少的规模，因此任何权力储蓄通过电源缩放得到浪费在线性稳压器。在数字荷载，积蓄力量仍然是可以实现的通过电源缩放即使线性稳压器用于产生缩放的电源。然而，该取得了显着降低储蓄。图1最常用的功率调节方案在现代的混合信号 在本文中，在行业的发展趋势是尝试取代线性稳压器在图1的一个更有效的开关替代充分利用节能效益电源缩放。然而，任何开关的选择必须满足三的要求，为了使成本有意义的角度来看。首先，监管机构应该不依赖于任何外部无源元件，即，必须完全集成在芯片。第二，它要消耗是密切的硅面积尽可能的等效线性稳压器。第三，噪声相关与调节器的开关操作必须完全可预测的和不变的，负载电流的准确在任何噪声敏感的模拟设计说明或在系统数字电路。这适用于供电的电路通过调节器本身，或任何其他供电的电路全球输入电源可以被污染的调节器的开关行为。值得注意的是，由于对负载电路转换器的针对低电流性质，在负载电流的变化是有限的只有几毫安。因此，该转换器本身固有的开关噪声占主导地位总开关噪声在输入和输出双方的转换器，而不是任何负载电流引起的步骤通过负载电路的作用。第一个要求可以实现的实现具有相对高的开关频率的开关稳压器。更高的开关频率可以线性表的大小必要的无源元件非常小的水平。这是避免了由于高开关损耗与长年的CMOS技术，大大降低了调节器的效率。然而，与先进的纳米切换技术，在非常小的非常高的频率电力架空成为可能。例如，在90nm处的工作已被报道在无源元件降低到足够小的水平是集成封装的6。片上的被动句进一步减少整合也在0.13M7的探讨。与CMOS技术达到45纳米的水平和超越，进一步通过开关在较高的无源元件中的还原不影响效率的频率是一个非常现实的求进了。 第二个要求可以通过完成选择合适的电感和电容器之间的切换监管机构。最近的工作已经证明完全集成基于开关稳压器7电感器。然而，大集成电感器的电感的面积开销使得对于线性稳压器的替代方案，没有吸引力。这方面开销可以通过电感允许减少在不连续导通模式操作。然而，实现高效率将是非常困难的。在另一方面，基于片上电容以及享有更基于片上电感器比金属高密度。事实上，基于电容的全集成开关稳压器已在旧的技术介绍（0.35m）与低开关频率（1兆赫）8。然而，占用的面积是非常大。然而，在45纳米技术，开关频率可显著增加总面积减少基础的解决方案，而不损害效率的电容器。此外，该区还可以进一步如果负载电流降低。从图1中的每个线性稳压器具有相对低负载电流需求（510毫安），电容器开关稳压器提供一个有吸引力的和可行的替代这些线性稳压器芯片的应用。三、开关电容的电荷转移 许多的功率分10毫安的电流要求域本身的使用开关的可能性更换线性稳压电容DC-DC变换器。在高频率切换这些转换器，它是可能的为了减少在一个线性调节器的面积开销。迎合0.8V1V之间的负载电压，电流的实现使用一个2by3增益设置9的开关电容DC-DC变换器当开关在空载时提供了一个1.2 V输出从1.8V输入电压图2显示2by3增益设置作为一个双向交错的结构降低了实现输入电流和输出电压纹波。该变换器采用是输入电压为1.8 V的系统A. 损耗机理图3显示的充电和放电的电荷转移电容器在时钟的两个阶段one-bank的交错结构。假设这一块传送在电压对负载电容充电，充电从电池中提取阶段期间可以得到的 (1-1)该负责人也流入负载电容。在这里开关的大小足以使电容器电压接近其最终价值解决。期间，过量的电荷的电荷转移电容器获得通过分裂的电荷转移电容器分为两个转移到负载与负载串联连接。总的电荷转移的负载可由 (1-2)它可以从（1）和（2），为g2by3增益设置，每一个量子电荷从电池中提取的在一个周期，1.5，电荷传递到负载。这提出了一个基本的效率限制该增益设置。多余的能量被丢失的欧姆损失沿开关。在这个基本的传导损耗，另一个重要的损耗因子是由于寄生电容器的底板图3所示。底板寄生可以510%的用于此实现聚N阱电容的实际电容。这种寄生电容被充电时负载电压和它的一部分被排放到地面，其他被排放到接近中。作为一个结果，每个周期的能量损失由于底板寄生可由下式给出 (1-3) 本文结合开关的电荷转移能量损失每个周期的开关与控制损失保持输出电压调节值带来的效率进一步下降。对于这些更详细的解释损失的机制和与他们相关的方程组，请参见10。B.调控技术 传递给负载的每一个周期中的电荷量的交错结构单一的银行在图1给出了2。由此，负载电流处理能力 9 的theg2by3增益设置切换时，在一个频率可给出了 (1-4)图4二进制加权分配的电荷转移电容器和开关电容调制的数字。 电荷转移电容在哪里用，是电荷传递到负载每个开关周期的交错结构的one-bank，是当前在负载电压的交付。的DC-DC目标转换器提供稳压电源时输出电流的变化。它可以从观察到的（4），在为了同时提供调节输到指定的电压负载电流，唯一可用的旋钮。 调节是一种流行的技术来改变随负载的转换器的开关频率电流。在这里，电荷传递到负载仅在需要的时候根据负载电流。这是传统的脉冲频率调制（PFM）9的可变频率控制。虽然这是一个固有的稳定模式控制损耗低，转换器的操作频率的变化随着负载电流的交付。因此，特征的开关噪声介绍了输入和输出的变化与现有的和无法控制的。虽然这种方法控制在一定的数字系统是有用的，无线的应用在数字负载提供关键的共同存在模拟/RF块不能处理的不受控制的音调，盖较宽的频率范围内。因此，一个固定的频率控制方法是必需的. 固定频率控制，它可以从（4），电荷传递到负载的每一个周期要改变维护规范。一个流行的恒定频率控制方法是使用占空比控制8规范输出电压。在这个方案中，开关的接通时间开关电容DC-DC转换器的负载变化电流的变化。另一种方法是使用分段开关宽度11改变控制开关的大小，作为负载电流的变化。这两种方法有效地改变系列的电荷转移电阻开关，从而改变传递给负载的每一个周期中的电荷量。然而，由于开关在所有周期以相等的金额电荷转移电容，底板的损失不在负载电流的变化。在占空比控制的情况下，由于开关的大小不变，开关损失也保持固定与变化的负载电流的交付。这两种效应导致在低负载的效率下降。同时，由于开关电阻的控制参数，有效在负载电流的一个宽的变化规律是很困难的特别是当以实现过程中的变化在纳米CMOS工艺考虑。4、 数字电容调制 为了克服上述问题，数字电容调制（DCPM）介绍了控制13模式，在调节是通过控制电容量保持参与的电荷转移过程。自交付的每周期的电荷量是成正比的电荷转移电容，是可以改变的通过改变电容量的负载电流中的变化开关。这个方案的优点是，宽度的电荷转移开关可以进行规模为电容表。这有助于在缩放底板随着负载电流变化的开关损耗。 在开关电容变换器的实际实现随着控制协同模式，总的电荷转移电容碎成二进制加权的银行。图4显示了电容器如何划分一瓦的交错结构。电荷转移电容被分成5个不同的尺寸8倍，4倍，2倍的库存，1X和1X，细。这些银行前4个是粗控制和最终1X银行精细控制。 粗分割的库存是由粗模式控制信号。每一行启用只有当相应的粗模式信号高。作为电荷的大小改变各库存转移电容，所以做宽度开关，使得每一个库存也有类似的充电/放电倍。这种方式的切换和底板损失只有当各银行已启用，和它们的大小随着银行规模的变化。粗控制，电荷转移电容可以分步骤的增加。1x，良好的库存仍一直在。电荷转移在这家库存进一步细分为三个电容的电容价值，和。什么时候电容往往是，其他电容只有当精细模式信号和高。通过控制4位粗信号和2位信号转换器，以调节电容量在电荷转移过程的一部分。下一节将讨论有粗、细信号能够保持随着负载电流变化的输出电压调节。五、建筑图5显示的开关电容结构DC-DC变换器。该开关矩阵包含电容器库存和开关，如图4所示。量电容参与控制的电荷转移过程使用一个6位数字信号的4位（0比3）的使用粗控制和其余2位（0比1 ）的使用很好的控制。该转换器采用控制滞后模式试图保持反馈电压在滞环，哪里有固定参考电压（0.53V）和设置为20MV。的反馈电压与负载电压得到使用电阻分压网络，数字控制由3位参考信号。使用这些3位，其负载电压可以设置为0.8V-1V。这3位之间信号控制的梯形电阻的分流比，负载电压，所需的分下降到参考电压0.53伏特。该转换器的操作是通过数字控制电容器，确定操作模式的转换器。2时钟比较器COMP1，comp2帮助保持监管的产生go_down或go_up信号。果品发送go_up脉冲时落下的滞回之下乐队。同样，comp2发送go_down脉冲时去滞环以上。这些信号送入逻辑块的模式决定单元生成精/粗和DCPM/PFM信号，确定转换器的操作模式。在此之后，添加/子块适当修改0比3，信号控制量的电荷转移电容订婚。这取决于是否go_up或go_down信号高，添加/子块或增或减电容的电荷转移量以使从事或禁用电容器。三分之一比较器comp3用于检测负载电压突然变化。什么时候负载电压下降低于100mV的参考电压，这比较器触发coarse_en信号。该信号源在逻辑块的变换器转变成粗模式。该转换器通常在DCPM模式操作操作可在非常低的输出电流，它会自动转换成脉冲频率调制（PFM）模式控制保持效率。下一节解释如何转换不同的模式之间的转换器操作。六、控制模式A.粗细控制模式快速的瞬态响应，该变换器采用粗调节在启动和负载瞬变。只有在这种模式0:3 改变4粗2细比特位 0:1设置为“11”，并调节电容器的步长。一旦瞬变已解决，防止极限循环用粗调，微调器进入在电容器的步骤尺寸减小，如图所示图6显示了导致之间的过渡的事件细的和粗的控制模式。从过渡粗到细的模式发生时的输出电压转换从下降到上升，这是通过观察检测一个go_down信号由go_up信号。这可以在图7中所看到的（一）。粗到细的过渡也可以当所有的4-coarse模式位是零和一的发生go_down信号发生。当负载电流太小，在图7中可以看到（B）。过渡的粗模式时发生的coarse_en细通过comp3信号输出高电平。这发生在负荷突然增加，有助于解决快速转换器同时最大限度地减少下垂。comp3比较参考电压产生的片上，设计为100毫伏低于所需的。上升的的coarse_en信号边缘也导致高走进一步减少稳定时间。在降压瞬变在负载电流，由于转换器使用g2by3增益设置，负载电压不超过1.2 V，即使在最坏的零负载电流最大过渡。在这样的极端的降压转换器的瞬态，有效地关闭下来让负载电流给负载电压降在滞环。出现这种情况的转换器过渡到操作PFM模式如下描述部分。B.DCPM/PFM控制模式恒定频率控制通过数字电容调制（DCPM）能有效地调节输出电压在指定的滞环。精/粗在实现快速瞬态响应控制帮助模式同时保持紧密的滞环。然而，由于对应于电容器开关银行被启用，不断地被关闭，开关损耗不能被击落在一定点。由于开关损耗极小的功率取决于开关频率的转换器在银行，和最低的电容转换器允许操作。如果负载功率变得足够低，这种恒定的开关电源丢失开始显著影响转换器的效率。脉冲频率调制（PFM）模式用于此转换器来防止这种效率的bigdrop。这是从一个电源噪声点的理由来看，因为非常低的负载通常只发生在待机的条件下，负载电路不需要的类型具有充分的性能。因此，不可预知的开关与PFM控制相关的噪声可以被容忍的。 在这个实现中，以较小的很轻的负载条件超过500个，转换器会自动切换到PFM模式控制保持效率的DCPM / PFM信号要低。如图6中的流程图，从DCPM PFM时遇到的多个逻辑块go_down信号时的粗的部分是所有零。如果负载电流太小，然后变换器工作在恒定的只允许的最低电容的频率控制库存打开，将无法调节输出电压在滞环。这可以从（4）的地方固定电容和频率意味着需要增加为减小。这个观察是用来开关操作的PFM模式。当一组go_down信号在其允许的最低状态的电容器组的发生，转换器确定负载功率太低，正常运行和切换到PFM模式。图5中的逻辑块计数的go_down信号发生的数目在所有4位是零。如果这个数字超过certainthreshold，逻辑块变换模式切换到PFM。 在PFM模式，对comp2负输出信号，pfm_pulse复用在作为时钟开关矩阵。这有助于保持输出接近上阈值的滞回银行如图7（b）。随着上面提到的方法，它是可能的隐式检测负载电流而不是实际测量发生在切换到PFM模式的方法。同时，阈值负载电流时，切换到PFM模式可以很容易地设定最低允许通过改变电容器组的状态。当负载电流超过阈值的PFM，PFM模式不再是能够提供的电流和电压下降低于低阈值迟滞银行。这使得go_up信号走高，然后使用回到DCPM模式。七、测量 实现了开关电容DC-DC变换器在45纳米数字CMOS工艺。图8显示了模具的照片测试芯片。总有效面积的开关电容消耗DC-DC转换器仅0.16。这个地区的大部分是由电荷转移和负载电容。总电荷转移电容534 pF的负载时，采用的是电容为700 pF。通过使用电容器用聚N阱电容器，具有最高的密度使用过程。 图9显示测得的负载瞬态响应波形。这些测量，该转换器的输入参考000，这对应于1的负载电压信号五、负载电流是由270到7.6毫安。图9（a）显示时的瞬态响应的coarse_en比较器comp3启用。当负载电流为270一，由于它的低值，变频器自动运行在与PFM调制控制精细模式和输出电压调节到1 V.当负载transitionoccurs，比较器comp3有下垂的负载电压使coarse_en信号走高。这助长了模式决定单元转换的转换器有码调制控制粗模式。这使该转换器解决在120 ns内当转换器开关在30 MHz的时钟频率。该coarse_en信号也使粗块MSB去高立即。这与最大电容可用立即可防止负载电压下垂太低。图9所示的瞬态响应（B）与coarse_en比较器停用。在这种情况下，过渡粗的模式不会发生，它需要1.2秒的转换器解决，具有更明显的下垂。转换器保持电压纹波小于50 mV的输出在两码和PFM模式操作。图10显示测量的瞬态响应波形转换器的参考电压是变化的时。这个测量，负载电阻为130欧姆，固定在参考电压被改变从“100”“000”后。该转换器工作在协同模式作为负载电流大于烤瓷门槛。当参考电压的转换器工作在“100”控制好的方式和提