江苏大学现代驱动技术论文-多电平逆变器的工作原理和控制、仿真.doc

命题教师： 共1 页第1 页江苏大学试题（20142015 学年第 1 学期） 课程名称 现代驱动技术与智能化 开课学院 电气 学生所在学院 专业、班级 学号 姓名 使用班级 电气(普通班)2011/01/02、电气(卓越班)2011/01/02 考试日期 （开卷） 题 号一二三四五六七八总分核查人签名 得 分阅卷教师 撰写与下列内容有关的读书报告，其内容不少于8000字。要求：1.和驱动技术内容相关程度高，有理论，有实践，有图表，有公式，条理清晰，文 字通顺。 2.文稿正文用A4纸打印，5号宋体，1.5倍行距；标题用3号黑体。 3.本页与报告合订，本页为首页。主要题目： 1.现代交流调速系统的现状、发展趋势 2.多电平逆变器的工作原理和控制、仿真 3.基于转子磁场定向、基于气隙磁场定向的交流同步电机调速原理、系统和应用 4.基于转子磁场定向、定子磁场定向的永磁同步电机矢量控制原理、系统和应用。 5.基于直接转矩控制的永磁同步电机调速原理、系统和应用。 J I A N G S U U N I V E R S I T Y现代驱动技术与智能化论文 课题：多电平逆变器的工作原理和控制、仿真 学院： 电气信息工程学院 班级： 学号： 姓名： 引言多电平逆变器由于其在中、高压电力传动和电力系统中广阔的应用前景，近年来得到人们广泛的关注。但是，随着电平数的增加，控制的复杂性也随之增加，并且会带来电压不平衡等问题，它对多电平逆变器的电压输出波形质量、有源和无源器件的应力、系统损耗、效率等都有直接的影响，所以对多电平逆变器的调制和控制策略的研究与对多电平逆变器拓扑研究一样，近年来发展很快。本文将着重对多电平逆变器的调制和控制策略进行系统的分析。多电平逆变器的调制和控制策略可以根据开关频率分为两大类：高开关频率PWM 调制方式和基波开关频率方式（图1 ）。高频P W M 开关工作的各种方式具有的公共特点是：在多电平逆变器输出电压基波的一个周期内，功率半导体器件要换流很多次。由于多电平逆变器允许使用多个高频载波和调制波，而每一个载波和调制波又可能有多个控制自由度，例如，载波有频率、相位、幅值等多个控制自由度；调制波有频率，幅值，零序分量和形状等多个控制自由度，这些控制自由度的不同组合，将可能产生许多不同的PWM 控制方法。在当前工业应用中，非常普遍应用的是经典的正弦脉宽调制（SPWM）方式，并应用移相技术来减少负载电压中的谐波。另外一种方法是已成功地用于三电平逆变器的空间矢量调制（S V M ）策略。低频开关的各种工作方式中，在多电平逆变器输出电压的一个周期内，功率半导体器件通常只换流一次或两次，从而产生一个组合的阶梯形波形。这种控制类型的代表是采用多电平选择性谐波消除和空间矢量控制。1 各种主要控制策略的原理1.1 多电平正弦高频PWM 控制以经典的高频三角载波S P W M 技术为基础，在多电平逆变器中发展了几种多载波控制技术。有些采用载波配置法，有些运用多载波信号的相位偏移法。图2（a）示出了级联逆变器中的一个单元将正弦参考电压与高频三角载波信号进行比较后产生的典型电压。若一相中含Nc 个级联单元，它们的载波相位彼此互差相角c= 360/Nc，并且所有单元均应用同一个控制电压时，可以产生畸变最小的负载电压。这种载波相移控制技术的效果可以从图3 清楚地观察到。图3 所示仿真结果是从一个七电平结构每相采用3个单元的多单元逆变器得到的。当各载波分别移相c= 360/3 = 120角度时，我们可以得到最小的畸变：THD 24.55%。当前工业应用的普遍做法是在每个单元采用3 次谐波注入技术来提高输出电压。（图2（b）, 在这种情况下，电压调制比可提高到1.15，虽然每相输出存在3 次谐波，但是由于多电平逆变器均用于高压大功率三相系统，三相输出中三次谐波互相抵消。多电平高频S P W M 的另外一个优点是，负载电压的等效开关频率是每个单元开关频率的ke 倍，因此在不提高开关频率的条件下，可大大减小输出谐波。设三角载波的开关频率是正弦调制波频率的kc 倍，则一个三角载波周期所占的电角度为c = 2 /kc，对于一个Nc 模块的级联型多电平逆变器，相邻三角载波之间的相移为sh =c/Nc =2 /Nckc，相应的输出SPWM波的等效频率调制比为ke = Nckc。由此可见。ke 还决定于它的载波信号频率，这一优点可使每个单元的开关频率降低，因而降低了开关损耗，而且特别适合应用于高压大功率器件的场合。如果将上述移相控制和3 次谐波注入法结合起来，可使级联型多电平逆变器兼有两者各自的的优点。1.2 空间矢量高频PWM 调制 空间矢量调制（S V M ）技术可以很容易地扩展到所有的多电平逆变器。图4 示出了传统的两电平、三电平和五电平逆变器的空间矢量。不管是什么形式的多电平逆变器，这些矢量图是通用的。换句话说，图4（c ）对于五电平二极管箝位式、电容器箝位式或级联式逆变器均是合适的。通过计算每一个矢量的占空比（Tj，Tj+1 和Tj+2）即可以将三个相邻的矢量合成为一个希望的电压矢量V*( TjVjTj+1Vj+1Tj+2 Vj+2)/T （1）空间矢量PWM 方式通常具有下述特点：充分利用直流侧电压，电流纹波小，应用数字信号处理器（DSP）使硬件实现起来相对比较容易。这些特点使它十分适合应用于高压大功率场合。但是，当电平数增加时，过多的开关状态和选择开关状态的复杂性随之加大。文献将五电平空间矢量图分解为2 个三电平空间矢量图，运用相位偏移减小纹波和简化控制。1.3 选择性谐波消除法图5示出一个由（2m+1）阶电平逆变器合成的、通用的四分之一波对称阶梯电压波形，其中m 是开关角的数目。通过对其进行傅立叶分析，这个阶梯波形的第n 次奇次谐波的幅值可用式（2）来表示，而所有的偶次谐波均为0（2）式中：Vk 第k 阶直流电压电平，n 奇次谐波的次数，m 开关角的数目， k 第k 个开关角。根据图5，1 m 必须满足：12.m /2。】为了使谐波畸变最小，并且达到基波分量幅度可调的目的，m-1 次以下的谐波分量均可从电压波形中消除掉。通常，通过适当地选择不同电平逆变器中的开关角，就可以消除掉影响最显著的低频谐波，而高频谐波分量则可以通过附加的滤波电路很容易地滤除。根据式（2），要使需消除的谐波保持一个固定的水平，所有的开关角均必须小于 /2。然而，若开关角不满足这个条件，则这种方案就不能用。因此，这种调制策略只提供了一个比较窄的调制因数范围，这是它的主要缺点。例如，在一个七电平等阶梯波形中，它的调制因数只在0.51.05 范围内是可用的。当调制因数低于0.5 时，若仍采用这种方案，允许消除的谐波分量将从2减少为1 ，总的谐波畸变（THD）也相应增加。为了使合成波形有一个最小THD 和宽的调制因数范围，文献提出了一种通用的选择谐波调制方案。这种方法可用图6 加以说明。它示出了用不同的调制因数水平的七电平阶梯波形的正半周波形。在这种情况下，调制因数分为高、中、低3 级。高调制因数的输出波形如图6（a）所示，当k 大于/2 时，这个波形就不再存在了，而要用图6（b）所示的中调制因数的输出波形来代替。当图6（b）中的开关角1 到3在低调制因数水平不能收敛时，就要用图6（c）所示的电压波形来代替。通常，一个含有m 个开关角的阶梯波可以被分成m 级调制因数。通过应用这种技术，就可得到低开关频率、谐波含量最少、调制因数范围宽的输出电压波形。通过数学计算和对图6（a）到图6（c）的观察，可以得出一个多电平阶梯电压的通用谐波表达式7 （3）式中：正号表示上升沿，负号表示下降沿。1.4 低开关频率空间矢量控制基于空间矢量理论 文献介绍了一个不同概念的多电平逆变器控制方式。这种控制策略，称为空间矢量控制（SVC），它工作于低的开关频率，并且在每一个开关期间不会产生预期负载电压的平均值，这和空间矢量调制（S V M）的原理是一样的。图7 示出了一个十一电平逆变器产生的311 个不同的空间矢量，其中也包含了参考负载电压矢量Vref。空间矢量控制的主要思想是传送给负载一个电压矢量，这个矢量可使空间误差或与参考矢量Vref 的距离最小。十一电平逆变器产生的高密度的矢量（图7）与参考矢量的偏差很小，因此就没有必要再应用对参考矢量邻近的3 个矢量进行相应计算的更复杂的调制方案。图7 中带阴影的六角形表示最大接近度的边界，意为当参考电压Vref 处于这一区域时，矢量Vc 必须被选取，因为它最接近该参考值。图8（a）示出一个十一电平多单元逆变器中的一个单元产生的电压，该逆变器每相有5 个单元，输出频率为50 Hz。同样频率、调制因数为0.99 的逆变器的负载电压波形如图8（b）所示。图9 示出参考矢量和应用于SVC 的逆变器产生的矢量。在电平数较多时，这种方式既简单又具有吸引力。当电平数减少时，逆变器所产生的矢量与参考矢量之间的误差将会较大，这将使负载电流纹波增加。1.5 直接转矩控制为了有效地控制交流传动装置的转矩和磁通，作为取代磁场定向控制方式的另一种选择，在低压二电平逆变器中发展了直接转矩控制（DTC）技术。同样，D T C 和磁滞电流控制技术也在多电平逆变器中得到了应用。特别需要提出的是，ABB 公司已出售用DTC 控制的中压三电平二极管箝位逆变器产品。2. 多电平逆变器中的电压平衡技术所谓中点电压平衡问题，是指在多电平逆变器中，由于直流分压电容充放电不均衡造成中点电压不平衡。中点电压的增减取决于开关模式的选择、负载电流方向、脉冲持续时间及所选用的电容等，这一电压不平衡会引起直流侧电容电压过高和输出电压的畸变等。文献讨论了二极管箝位多电平逆变器电压不平衡问题和机理。该文指出二极管箝位多电平逆变器在不牺牲输出电压性能的情况下，用于有功功率变换不可能平衡电压。因此提出二极管箝位多电平逆变器用于无功和谐波补偿时没有电压平衡问题。 文献认为通过应用背靠背整流器/ 逆变器系统和采取适当的电压平衡控制，电压不平衡问题可以得到解决。 文献则提出附加电压平衡电路，如直流斩波器等，可以解决电压不平衡问题。最近，我们进一步拓展了二极管箝位多电平整流/逆变系统的电压平衡理论。图10 示出一个三相五电平整流/ 逆变系统。该系统由两个相同的共用直流母线的五电平变流器组成。左半部分作为整流器连接在电网上，右半部分作为逆变器与负载相连。该多电平变流器用最简单的基频开关控制法，通过这种控制，我们可以在每个周期内得到一个五电平的阶梯波。对于三相变流器，我们可以得到一个九电平的线电压。图11 示出逆变器侧输出的相电压和电流波形，其中，假定该电流是正弦的。图11（a）示出电压与电流同相时的情况。当变流器分别输出V2，V3 或V4 电平时，线电流将分别流入或从内部电平V2，V3 或V4 流出。图11（a）中不同的阴影部分表示一个时间段内流入每一个电平的电荷。显然，由于总是有正电流从电平V4 流出，因此电平V4 将降低。而由于负电流流入电平V2，因此该电平将升高。电平V3 将保持稳定，因为流入它的平均电流为零。图11（b）示出线电流超前输出相电压90时的情况。显然，由于每时段流过的平均电流为零，所有电平均保持稳定，这说明无功电流分量不会影响到每个电平的平均电压。在背对背结构中，由于系统的对称性，两侧的电压不平衡趋势可以互相补偿，只要控制合理，可以使流入每一个电平的纯电流为零。因为无论整流器还是逆变器的无功电流都不会影响电压均衡，所以我们只需要着重考虑有功电流。电压和有功电流的波形如图12 所示。图12（a）示出整流器的波形。VR 和VR1 是输出电压的阶梯波电压波形及其基波分量。IR 是有功电流波形。图12（b）示出逆变器的波形。为了平衡直流电容器电压，输入和从直流链电容器上输出的有功功率和电荷必须平衡，也就是说：功率平衡和电荷平衡假设三相电流是平衡的，且是正弦的，我们只需要考虑式（4）和式（5）式中的基波成分，从而我们可以得到：VR1IR1VI1II1 （6）和式中的VR1，VI1，IR1 和 II1 是基波分量。另一方面，电压基波可以从图12 得到，并表示成开关角和直流链电压的函数：从式（6）和式（7）中消去电流（IR1 和II1），我们可以得到平衡功率和电荷的下列4 个开关角的限制条件：除此之外，最佳开关角可以由最低总谐波畸变或最低的5 次、7 次谐波分量求得，也就是说：其中，每个谐波成分可以从图12 得到，并通过傅立叶级数形式表示为开关角和直流链电压的函数。在整流侧和逆变侧，对于给定的调制指数，4 个开关角都可以通过迭代的方法得到。图13 示出调制指数MIR 0.9 时的结果。利用上述计算所得的最佳开关角，以及通过仿真验证了直流链电压平衡的状况。图14 示出每个电平的电压波形的仿真结果。从图中可见，各个电压都从零开始，相当平衡。我们完成了一台五电平背对背结构的10 kW 变流器/ 逆变器的样机。图15 和图16 分别示出整流器和逆变器的调制指数分别为0.9 和0.8 时的实验结果。图15 示出各个电平的实验电压波形，其纵轴坐标为0800 V。从图可见，所有电平均平衡得相当好。图16 示出电压和电流波形，其中CH1 和CH2 是输入和输出电流，CH3 和CH4 是整流器和逆变器的电压波形。上述电压均衡控制理论可以方便地拓展到脉宽调制控制。图17 所示的是提出的脉宽调制策略的电压波形。从一个电平到另一个电平总共有N 次开关过程，显然，基频开关是脉宽调制控制在N 1 时的一个特例。利用同样的基于基频开关的理论，用电荷平衡限制方程，可以通过线- 线电压总谐波畸变最小的目标函数求取最佳开关角。在接下来的计算中，我们以开关数为9 举例。整流器的调制指数设定为0.8，逆变器的调制指数在0.30.95 之间变化。表1 所示的是2 到27次的输出电压总谐波畸变的比较，由表可见，相对于基频开关控制，脉宽调制控制能明显地降低总谐波畸变。最初提出电容箝位多电平变流器用于高压dc/dc 变流， 由于负载电流是直流，平衡电压不成问题, 但是当它用于逆变器时，电压平衡问题就变得比较复杂了。理论上可以证明即使在诸如无功功率补偿，没有有功功率变换场合，电容箝位多电平逆变器也不可能具有自平衡电压。另一方面，由于每相臂由各自的浮空的电容器提供各自的相电流，电压平衡和电压纹波问题则变得十分棘手。级联多电平逆变器最初是用于中压电力传动，其中每个全桥单元需要一个隔离和独立的直流电源。但文献提出，如果将级联多电平逆变器用于无功和谐波补偿，可以不需要那些隔离的直流电源。文献进一步指出，级联多电平逆变器适用于中压电力系统的统一电力调节器。与传统的用于串联、并联补偿电力调节的PWM 逆变器相比，级联多电平逆变器成本低、性能好、电磁干扰（EMI）小和效率高。虽然级联多电平逆变器具有固有的电压自动平衡特性，但是由于电路元件损耗和控制器分辨率的限制，还会出现微小的电压不平衡。为此，文献提出了一种保证直流电压平衡的简单控制方法，成功地用于无功和谐波补偿。图18 示出了其控制方块图，其中包含一个比例积分（PI）调节器来调节触发角，并保证参考直流电压和直流母线电压之间的零稳态误差。3. 多电平逆变器载波PWM控制方法的仿真3.1消谐波PWM法（Subharmonics PWMSHPWM） 多电平逆变器基于载波的PWM控制方法是两电平PWM方法在多电平中的扩展，它们的原理都是电路的每相使用一个正弦调制波与几个三角载波进行比较。 3.2 SHPWM法的原理 对于一个N电平的变换器，每相采用N1个具有相同频率fc和相同峰峰值Ac的三角载波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦波相比较，为了使N1个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布于零参考的正负两侧。在正弦波与三角波相交的时刻，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件，反之，如果调制波的幅值小于某个三角波的幅值则关断该器件。该方法的原理如图2所示。对于一个N电平的变换器，调制度ma和载波比mf定义如下： ma=（1） mf=（2） SHPWM原理3.3 SHPWM法仿真结果和分析 根据三角载波的相位的不同，SHPWM可分为三种典型的情况： 1）所有载波具有相同相位（PD型）； 2）所有位于零基准以上的载波同相位，所有位于零基准以下的载波具有相反相位（POD型）； 3）所有载波自上而下，交替反相和同相(APOD型)。 针对这三种多电平PWM方法，利用Matlab仿真软件进行了仿真研究，建立了一个五电平二极管箝位型逆变器，图3、图4、图5分别为调制度为0.8，载波比为21，输出电压基波频率为50Hz时，所得到的仿真波形。 (a) 载波和调制波波形 （b） 相电压波形 （c） 相电压频谱 （d） 线电压波形 （e） 线电压频谱 PD型SHPWM法仿真波形 (a) 载波和调制波波形 （b） 相电压波形 （c） 相电压频谱 （d） 线电压波形 （e） 线电压频谱 POD型SHPWM法仿真波形(a) 载波和调制波波形 （b） 相电压波形 （c） 相电压频谱 （d） 线电压波形 （e） 线电压频谱 APOD型SHPWM法仿真波形 SFOPWM原理图每幅图的(b)、（d）部分对应的是相电压和线电压的波形图，（c）、（e）部分对应的是相电压和线电压的频谱图。 从仿真结果可以看出，对于PD型系统，从输出相电压中的频谱图可以看出，谐波能量主要集中在的载波频率处，该处的谐波幅值较大，从而使相电压的THD（计算50次以内的谐波）达到23.94，其它的谐波分量主要是以载波整数倍频率为中心的边带谐波，幅值较小。在三相系统的输出线电压中，由于各个三角载波同相位，因此载波处的谐波相互抵消，使线电压的THD降低为12.76。 对于POD型系统，在相电压和线电压中，都没有载波谐波，但均存在以载波整数倍频率为中心的边带谐波，且其幅值大于PD型系统中的相应幅值，所以，该方法最终得到的相电压和线电压的THD分别为22.5和19.71。 对于APOD型系统，其频谱分布与POD型系统很类似，所有谐波基本都位于以载波整数倍频率为中心的边带上，唯一的区别就是，POD型中的谐波能量主要集中在载波频率两侧边带中，而APOD型系统中谐波分布更加均匀，最终得到的相电压和线电压的THD分别为22.13，22.56。 显然，在APOD型系统中，由于相应谐波在三相系统中，不仅不能相互抵消，有的甚至相互叠加，导致线电压的THD反而大于相电压的THD。从上面的三种多电平消谐波PWM法的仿真结果，可以看出，对于输出相电压，三种方法的THD相差不大，但对于输出线电压，PD型系统的THD最小，具有明显的优势，实际应用中也最常被采用，从这个角度来说，在三相系统中PD型系统是最优的。另外，从仿真结果可以发现，在三种形式SHPWM方法的输出相电压和线电压中，从PD型到POD型再到APOD型，带宽内的谐波含量依次增加，即APOD型的传输带宽内残存谐波数量最多，给输出滤波带来了困难，这一现象在频率调制比越高，及电平数越大的情况下将越明显。 4. 开关频率优化PWM（Switch frequencyo ptimalSFOPWM） 4.1 SFOPWM法的原理4 开关频率优化PWM法2是另一种三角载波PWM方法，这种方法与SHPWM法类似，它们的载波要求相同，但SFOPWM的正弦调制波中注入了零序分量，对于一个三相系统，这个零序分量是三相正弦波瞬态最大最小值的平均值。所以SFOPWM法的调制波是通常的三相正弦波减去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相调制波的计算公式如下： Vzero=(3) Va=VaVzero(4) Vb=VbVzero(5) Vc=VcVzero(6) 该方法只可用于三相系统，因为注入的零序分量在单相系统系统中无法相互抵消，从而在输出波形中存在三次谐波，而在三相系统中就不存在这种情况，这一点将在后面的仿真结果中清晰体现。 4.2 SFOPWM法的仿真结果和分析 对上述给出的开关频率最优PWM法（SFOPWM），按照消谐波PWM法PD型系统安排载波波形，其它仿真参数完全相同，所得仿真波形如图7所示。由图可见，在这种PWM方法的输出相电压中，谐