[工学]毕业设计之UCC3817控制100W有源功率因数.doc

*本科毕业设计（论文）UCC3817控制100W有源功率因数校正电路的制作学 生 姓 名： * 学 生 学 号： 2007*2003 院 （系）： *学院 年 级 专 业： 2007级* * 指 导 教 师： * 助理指导教师： 二一一年六月摘 要功率因数校正电路对离线电源的输入电流波形进行整形,以使从电源吸取的有功功率最大化。在理想情况下，电器应该表现为一个纯电阻的负载，此时电器吸收的反射功率为零。在这种情况下，本质上不存在输入电流谐波。电流是输入电压（通常是一个正弦波）的完美复制品。在这种情况下，对于进行所需工作所要求的有功功率而言，从电网电源吸收的电流最小，而且还减小了与配电发电以及相关过程中的基本设备有关的损耗和成本。由于没有谐波，也减小了与使用相同电源供电的其他器件之间的干扰。本文首先介绍国内外功率因数校正技术发展的现状，概述PFC变换器现有的各种分析方法及其优缺点与发展趋势，接着详细介绍PFC变换器的各种控制策略，并以UCC3817控制100W有源功率因数校正为研究对象，这种形式的电路对其进行研究是有实际工程意义。关键词 功率因数校正，PFC变换器，UCC3817 本科毕业论文 ABSTRACT ABSTRACTOff-line power factor correction circuit for power supply input current waveform shaping, to make the maximum active power from the power draw. Ideally, electrical appliances should behave as a pure resistance load, and then the reflected power is zero electrical absorption. In this case, in essence, there is no input current harmonics. Current is the input voltage (usually a sine wave) is a perfect replica, but with the same phase. In this case, the necessary work required for the active power is concerned, the current drawn from the mains power supply minimum, but also reduces the generation and distribution process and the related basic equipment-related losses and costs. In the absence of harmonics, but also reduces the power supply using the same interference between other devices.This paper introduces the domestic and international power factor correction technology development status, an overview of the existing PFC converter and the advantages and disadvantages of various analytical methods and development trends, and then details the various PFC converter control strategy, and UCC3817 control has 100W source power factor correction as the research object, this form of the circuit is its practical engineering significance.朗读显示对应的拉丁字符的拼音Key words Power factor correction, PFC converter, UCC3817朗读显示对应的拉丁字符的拼音34本科毕业论文 目 录 目 录摘 要IABSTRACTII1 绪 论11.1课题研究背景11.2 功率因数校正研究现状11.3提高功率因数的途径和方法32 概 述42.1 功率因数校正的原理和目的42.2 谐波的危害及其限制标准52.3 抑制谐波的方案及改善功率因数的措施83 PFC变换器及其控制方法103.1 PFC控制方法103.1.1 按输入电流检测和控制方式分类113.1.2拓扑结构分类163.1.3临界导通控制模式183.2 简化的PFC控制器213.3 关于PFC的总结与展望224 UCC3817控制的Boost PFC电路的分析234.1 UCC3817芯片的介绍234.2 UCC3817控制的PFC电路245 PFC实验电路及其分析295.1 PFC实验电路295.2 实验波形的分析31结 论32参 考 文 献33致 谢34本科毕业论文 1 绪 论 1 绪 论1.1课题研究背景开关电源多数是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中会产生大量的电流谐波和无用功功率而污染电网，使功率因数较低，一般仅为0.45-0.75，且其无功分量基本上为高次谐波。开关电源已成为电网最主要的谐波源之一。于是功率因数校正便应运而生。追求高质量的电力供需，一直是全球各国所想要达到的目标，然而大量的兴建电厂，并非解决问题的唯一途径，一方面提高电力供给的能量，一方面提高电气产品的功率因数（Power factor）或效率，才能有效解决问题。有很多电气产品，因其内部阻抗的特性，使得其功率因数非常低，为提高电气产品的功率因数，必须在电源输入端加装功率因数修正电路（Power factor correction circuit）。1.2 功率因数校正研究现状功率因数校正技术（Power Factor Correction，PFC）是电力电子产品满足绿色环保要求的必需手段，是未来开关电源发展的关键技术之一。传统的功率因数概念是在线性负载（如电阻、电感等）条件下得到的，此时，交流电路中的电压和电流为同频率的正弦波，相位差为，功率因数PF =。最早由于使用大量交流电电机和各种电磁开关以及照明用电大量使用日光灯等感性负载，对于功率因数校正技术的研究，人们通常在感性负载两端并联移相电容，用容性无功功率补偿感性无功功率。基于进一步限制电流波形畸变和谐波，使电磁环境更加干净的宗旨，一些世界性的学术组织提出了谐波限制标准，如IEC555-2，IEEE519等。其中，IEC555-2标准自1994年起已在欧盟国家全面实施，所有在欧盟市场销售的用电装置都必须满足这一标准。采用现代高频功率变换技术的有源功率因数校正技术是解决谐波污染最有效的手段。与传统的PFC电路相比，有源PFC电路的输入电流接近正弦波且与输入电压同相位，因此避免了对同一电网上其他用电设施的干扰。从PFC技术的发展历程来看，人们最早是采用电感器和电容器构成的无源网络进行功率因数校正。采用这种技术所需的滤波电容器和滤波电感器的体积和重量较大，因此电路往往较笨重，并且对于输入电流波形中的谐波电流的抑制效果并不理想。早期的有源功率因数校正电路主要是晶闸管电路，进入上世纪八十年代以来，电力电子设备中开关电源、相控整流器等非线性负载大量投入使用，给PFC技术提出了新的问题。随着功率半导体器件的发展，开关电源技术突飞猛进，有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，APFC）技术应运而生。1986年美国公布功率因数等于1的电源的专利，这是最早的较完整的升压式PFC电路。起初对小功率电源并不适合但到八十年代末提出了工作在不连续导电模式（DCM）下的功率因数校正技术，其输入电流自动跟随输入电压，输入功率因数可接近1。这种变换器也叫电压跟随器，其控制简单，在小功率场合倍受青睐。PFC主要有两种方法： 无源PFC( PPFC)和有源PFC(APFC )。PPFC利用线性电感器和电容器组成滤波器来提高功率因数、降低谐波分量。该方法简单、经济, 在小功率中可取得好的效果。但是, 在较大功率的供电电源中, 需要大电感器和电容器, 这样体积和重量会较大也不太经济, 且功率因数的提高和谐波的抑制也不能达到理想的效果。APFC使用高频开关变换器来实现功率因数的校正, 可迫使输入电流跟随供电的正弦电压变化。APFC具有体积小、重量轻、功率因数大(可接近1)等优点。APFC又分为双级和单级两种。单级APFC电路将PFC预调节电路与DC/DC后调节电路集成为一次能量处理, 同时实现输入电流的整形和输出电压的调节, 具有结构单、成本低、变换效率较高等优点。但输入电流不能取得理想正弦波, 且只适用于小功率场合。单级APFC电路还存在一个非常严重的问题, 其储能电容电压不可控, 会随着输入电压和负载的变化而变化。如何降低储能电容电压是单级APFC电路的一个研究热点。有源功率因数校正（BoostAPFC）技术的思路，主要是控制已整流后的电流，使之在对滤波大电容充电之前，能与整流后的电压波形相同，从而避免电流脉冲的形成，达到改善功率因数的目的。由于APFC使得电网端的功率因数为1，减小了输入电流，降低了配电输入线的损耗，消除了用电装置的谐波分量对电网的污染，因此，凡是本身的工作会产生非线性，引起电网电压、电流畸变的电力电子装置，如果增加功率因数校正部分对电网带来的效益是明显的; 对于用电器本身则会增大体积提高成本。第四代IGBT的工作频率已达到150KHz，完全可以取代功率MOSFET；而且用于功率因数校正的集成控制器已先后出台并拥入市场，因此APFC的成本增加不大，而可靠性大大提高了。同时由于APFC增加了一级功率调节环节，它既要使输入电流波形呈正弦波，又要能够稳定输出电压，要同时具有两个互为矛盾的特性，势必会造成动态响应的恶化。但如果合理设计输出滤波电容C，就可适当得到补偿。增大输出滤波电容C的容量，使之同时满足电压纹波和交流突然断电时维持时间的要求，就能解决问题。尽管APFC对消除电网污染，提高功率因数的作用很明显，但控制电路比较复杂，随着电子技术的发展，专用于APFC的集成电路（IC）已被开发研制出来，这对设计高功率因数，低谐波失真的各类电子电路提供了技术支持。 双级APFC中的PFC电路经过多年的研究,相对来说较成熟，是较常用的方式。它由两个相互独立的变换器分别实现输入电流的整形和输出电压的快速调节，前级PFC电路通常采用非隔离Boost、Buck/Boost和隔离Fly back变换器。电流连续CCM Boost电路因电路拓扑较简单、输入电流纹波小、功率开关管直接接地等优点, 成为最常用的PFC电路。随着开关频率的提高，把诸如软开关技术等新技术应用于中大功率PFC电路中是提高PFC转换效率、抑制谐波分量和电磁干扰(EMI)问题，提高PFC性能指标的一个重要研究方向。1.3提高功率因数的途径和方法提高功率因数主要有两个途径：一是使输入电流正弦化以尽可能的减小电流畸变因数；二是使输入电压电流同相位以尽可能地减小位移因数。解决以上问题的有效方法是在整流器与滤波电容之间加一级功率因数校正环节。抑制谐波，提高功率因数的传统方法是采用无源校正,即在主电路中串入无源LC滤波器。这种方法虽然简单可靠,但是体积大、重量大,难以得到非常高的功率因数,工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流。有源功率因数校正技术(Active Power Factor Correction ,APFC) 是在整流电路和负载之间接入一个DC/ DC开关变换器，利用电流反馈技术，迫使交流输入电流跟踪交流输入电压变化，从而获得近乎正弦波的交流输入电流和接近于1的功率因数,同时还可以大大减小THD。方案应用了有源器件，故称之为有源功率因数校正。该方案的主要优点是可得到较高的功率因数，THD小，可在较宽的输入电压范围(如交流90264V) 和宽频带下工作，体积、重量小，输出电压恒定。目前单相的PFC 技术已经成熟，三相的PFC电路处于研制阶段。本科毕业论文 2 概述2 概 述2.1 功率因数校正的原理和目的功率因数这一术语来源于基本的交流电路原理。功率因数（Power Factor，PF）的定义是系统的有功功率P与视在功率S的比值： 式（2.1）、 为电网端输入电压及输入电流的有效值。相对于电网而言，当负载为纯阻性时，电网输入的有功功率与 的乘积相等，则功率因数等于1；当负载不是纯阻性时，功率因数小于1。线性电路中系统的负载阻抗可以表示为： 式（2.2）其中R 为电阻，X 表示电抗。无论X 为容抗或者感抗都表现了输入电压和输入电流波形间存在相位差。假设输入电压和输入电流的相位差为，则线性电路的功率因数又可以表示为： 式（2.3）只有当负载呈现纯阻性时，输入电压和输入电流同相位，电流波形跟随电压波形，功率因数为1。非线性电路中设电网输入电压为正弦形，输入电流非正弦包含大量谐波，其有效值为： 式（2.4）式中， 、. 分别为输入电流的基波分量、二次谐波、 n 次谐波电流的有效值。由电工原理可知，系统的有功功率P 为： 式（2.5）式中为输入电压与基波电流间相位差。将式（2.4）、（2.5）带入式（2.6）中，得到非线性电路的功率因数表达式： 式（2.6）定义畸变因数描述了谐波电流与基波电流之间的相对关系；称为位移因数。则功率因数也可以表达成畸变因数与位移因数的乘积： 式（2.7）为了更清楚的表征输入电流的波形失真度，定义了变量总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD） 式（2.8）因此畸变因数与总谐波畸变率THD的关系为： 式（2.9）分析式（2.6）至式（2.9），可以得出电流谐波，相位差与输入功率因数之间的关系：输入电流谐波含量丰富，功率因数不一定低，除非谐波分量幅值大，即小，THD大。谐波电流值小时并不能保证功率因数高，即当趋于1时，有可能很小。当相位差0 时，功率因数仅与总谐波畸变THD有关。在THD5%时，功率因数可以达到0.999。所以要使功率因数为1，必须采用功率因数校正技术保证输入电流和输入电压是同相位的正弦波，电源系统的输入阻抗呈现电阻性。2.2 谐波的危害及其限制标准从严格的意义来讲，谐波是指电流中所含有的频率为基波的整数倍的电量，一般是指对周期性的非正弦电量进行傅里叶级数分解，其余大于基波频率的电流产生的电量。从广义上讲，由于交流电网有效分量为工频单一频率，因此任何与工频频率不同的成分都可以称之为谐波，这时“谐波”这个词的意义已经变得与原意有些不符。正是因为广义的谐波概念，才有了“分数谐波”、“间谐波”、“次谐波”等等说法。 产生的原因：由于正弦电压加压于非线性负载，基波电流发生畸变产生谐波。主要非线性负载有UPS、开关电源、整流器、变频器、逆变器等。谐波的危害十分严重。谐波使电能的生产、传输和利用的效率降低，使电气设备过热、产生振动和噪声，并使绝缘老化，使用寿命缩短，甚至发生故障或烧毁。谐波可引起电力系统局部并联谐振或串联谐振，使谐波含量放大，造成电容器等设备烧毁。谐波还会引起继电保护和自动装置误动作，使电能计量出现混乱。对于电力系统外部，谐波对通信设备和电子设备会产生严重干扰。理想的公用电网所提供的电压应该是单一而固定的频率以及规定的电压幅值。谐波电流和谐波电压的出现，对公用电网是一种污染，它使用电设备所处的环境恶化，也对周围的能耐电力电子设备广泛应用以前，人们对谐波及其危害就进行过一些研究，并有一定认识，但那时谐波污染还没有引起足够的重视。近三四十年来，各种电力电子装置的迅速发展使得公用电网的谐波污染日趋严重，由谐波引起的各种故障和事故也不断发生，谐波危害的严重性才引起人们高度的关注。谐波对公用电网和其他系统的危害大致有以下几个方面：谐波使公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率，大量的3次谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。谐波影响各种电气设备的正常工作。 谐波对电机的影响除引起附加损耗外，还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波使电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短，以至损坏。谐波会引起公用电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，这就使上述和的危害大大增加，甚至引起严重事故。谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气测量仪表计量不准确。谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量；重者导致住处丢失，使通信系统无法正常工作。在大部分用电设备中，工作电源直接来自交流电网， 但是几乎所有的电子线路均必须采用直流供电，因此AC-DC变换器成为电子产品必不可少的前级部分。简单的整流器是由二极管或晶闸管组成的不控或相控整流电路加大容量的电解电容实现的，如图2.1所示。 图2.1 简单的二极管整流电路及输入电流波形这种通用的整流器仅当输入电压的幅值高于电解电容两端的电压与整流二极管正向压降之和时，才能从电网抽取能量，整流器的导通角缩短了3倍 。系统在电容充电期间形成输入电流，电流峰值非常高，输入电流波形变成了非正弦的窄脉冲，包含大量的高次谐波分量。由于只有基波电流 才能产生有功功率，高次谐波电流使系统视在功率增加，导致AC/DC变换电路输入端功率因数低，一般为0.5-0.7左右；脉冲状的输入电流有效值大而平均值小，所以电网输入伏安数大，负载上的输出功率却较小，输入电流在传输线上的衰耗大。此外，若在变换电路交流输入侧不采取校正措施，大量的电流谐波分量会倒流进入电网，造成对电网的谐波“污染”；当电流流过线路阻抗时产生谐波电压降，反过来使电网电压发生明显畸变。电流波形的畸变及其引起的网侧电压波形的畸变给系统本身和周围的环境带来一系列的危害：对公众电网有严重影响，电流谐波使线路和配电变压器过热，引起电网LC谐振，或者高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而爆炸损毁；当采用三相四线制供电线路时，由于三次电流谐波在中线中是同相位，合成后中线电流很大，有可能超过相线电流，使中线过载而损坏。除了对电力系统造成污染，电压和电流的谐波可对通信系统产生干扰，还可引起仪器仪表和保护装置的误测量、误动作。由此可见，大量应用整流电路，其结果是导致电网供给严重畸变的非正弦波，无功增大，谐波问题严重，影响供电质量等诸多问题。因此，抑制谐波和提高功率因数已成为电力电子技术、电气自动化技术以及电力系统研究领域的一个重大课题。谐波的污染与危害己经引起了世界各国的广泛关注。美国海军最先注意到谐波污染问题，并且制定了世界上第一个用于限定电子装置所产生的谐波标准，即USMIL-STD-416B，这个标准至今仍为美国军方采用。为了减小谐波危害，国际电工委员会(IEC)也于1982年制定了许多关于电磁兼容的国际标准，如针对中小功率电气设备的IEC55-2，适合大功率电气设备的IEC555-4等。而IEC1000-3-2制定于1995年，是最新、最严格的标准，它适合于每相电流小于16A的电子设备。我国国家技术监督局于1994年3月也颁布了电能质量公用电网谐波标准(GB/T I 4549-93) 。2.3 抑制谐波的方案及改善功率因数的措施解决电力电子装置和其他谐波源的污染问题主要有两种方法：一是采用无源滤波或有源滤波电路谐波来旁路或滤除谐波；二是对电力电子装置本身进行改造， 使其补偿所产生的谐波， 采用功率校正电路，使其具有功率因数校正功能。功率因数校正控制方法：有源功率因数校正中，按输入电流的工作模式又可分为CCM模式和DCM模式；按拓扑结构可分为两级模式和单级模式。按输入电流检测和控制方式分类：根据电感电流是否连续，APFC有两种工作模式：不连续导通模式DCM和连续导通模式CCM。一般认为采用电流连续导通方式可利于实现输入EMI滤波电路小型化，并可使电流应力减小，实现高效率。DCM控制模式DCM控制又称电压跟踪方法，它是PFC中简单而实用的一种控制方式。这类变换器工作在不连续导电模式，开关由输出电压误差信号控制，开关周期为常数。由于峰值电感解决电力电子装置谐波污染和低功率因数问题的基本解决方案有以下两个途径：一是装设补偿装置，以补偿其谐波和无功功率；二是对电力电子装置本身进行改进，使其本身不产生谐波，且不消耗无功功率，或根据需要对其功率因数进行控制。目前这两个方面的研究都是电力电子技术领域的热点。按照第一个方案，装设的典型补偿装置为各种无源和有源滤波器，其主要优点是：简单、成本低、可靠性高、EMI小、滤波效果也比较显著等，因而被广泛应用。但也存在如下缺点：尺寸、重量大，难以得到高功率因数(一般可提高到0.9左右)，工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流等。与上述方案相比，更为积极的方法是开发不产生谐波且功率因数为1的新型变流器，也就是采用第二种方案。其主要思想是：在整流器和负载之间加入一个AC/DC开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使输入电流波形近似为正弦，从而使输入端THD小于5%，功率因数可提高到0.99或更高。这种方案突出的优点为：可得到较高的功率因数，如0.970.99，甚至接近1；THD小；可在较宽的输入电压范围和宽频带下工作；体积、重量小；输出电压可保持恒定。缺点是：电路复杂，成本高，EMI高，效率会有所降低。由上述知，解决电力电子装置的谐波污染问题，除了采用补偿装置对谐波进行补偿之外，就是开发新型变流器，使其不产生谐波，且功率因数为1，这种变流器称之为单位功率因数变流器(Unity Power Factor Converter) 。目前由于场控高频自关断器件的迅速发展，可以借助它达到减少网侧谐波电流的目的。其基本思想是，放弃传统的相控整流方案，代之以高频调制原理，然后通过适当的控制策略，使网侧电流遵循正弦波变化规律，这就是新一代整流电路即高功率因数整流器所依据的工作原理。 本科毕业论文 3 PFC变换器及其控制方法 3 PFC变换器及其控制方法3.1 PFC控制方法随着PFC技术应用的普及，PFC电路拓扑日渐成熟。对于PFC控制系统与控制策略的研究目前仍然十分活跃，这从侧面反映出该领域仍有许多问题尚待解决。PFC技术的每一种控制策略都有其优缺点，下面将总结PFC技术的控制策略，对比分析几种典型控制策略的优缺点，并指出PFC控制技术的发展趋势。PFC的控制策略按照输入电感电流是否连续，可分为电流断续模式（Discontinuous Control Mode，DCM）和电流连续模式（Continuous Control Mode，CCM），以及介于两者之间的临界DCM模式（Boundary Conduction Mode，BCM）。有的电路还根据负载功率的大小，使得变换器在DCM和CCM模式之间转换，称为混连模式（Mixed Conduction Mode，MCM）。实现功率因数校正（PFC）通常采用无源和有源两种控制方式。无源控制方式由电感和电容构成，特点是简单、易实现，但很难实现高功率因数，所以应用在系统功率较小或对功率因数要求不太严格的场合；而有源控制方式很容易实现接近1的功率因数，所以应用在系统功率较大和对功率因数要求很高的场合。有源功率因数校正与其它转换式电源一样，是通过脉宽调制来实现的。单相APFC电路可以采用多种拓扑结构实现，如升压、降压等。升压电路结构简单，控制器容易实现；且输入电流连续，传导噪声较小。因此通常采用升压拓扑结构构建单相APFC。其结构通常是在桥式整流之后增加一个升压电路。通过功率开关元件的开关作用，使输入的电流变成与电网电压几乎完全同相的正弦波，电流畸变率降到5以下，功率因数提高到0.99或更高。有源功率因数校正中， 按输入电流的工作模式又可分为CCM模式和DCM模式；按拓扑结构可分为两级模式和单级模式。在CCM模式下常用的控制方法有峰值电控制、滞环电流型控制和平均电流型控制三种。平均电流型控制以整流器输出电压和电压环的误差放大电分量在电流误差放大环节被平均化处理。放大的平均电流误差与一定振幅的锯齿波比较后，决定了功率开关驱动信号的占空比。于是，电流环调整输入电流的平均值，使与整流器输入电压同相位，并且为正弦波。电压环的控制使升压电路的输出电压恒定，对后级起到预稳压的作用。在平均电流型控制模式下，工频输入电流的瞬时值是高频电流的平均值。由于电流误差放大器的存在，电感电流峰值和平均值的误差很小，这个平均值和输入电压的关系是线性的，因此容易获得良好的谐波抑制效果。而且，由于误差电压是和一个较大振幅的锯齿波相比较，提高了系统的噪声容限。即使在极低的负载时，电路工作在DCM模式，电流误差放大器较高的增益也能使占空比在大范围内变化，保持电感平均电流和输入电源电压的对应关系。为了限制电流波形畸变和谐波，使电磁环境更加干净， 国内外都制定了限制电流谐波的有关标准， 如IEC5552，IEEC519等。采用现代高频功率变换技术的功率因数校正(PFC)技术是解决谐波污染最有效的手段。为了减少谐波对交流电网的污染，必须对电源产品、高频开关整流电源等的输入电路进行功率因数校正，以最大限度减少谐波电流，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1。按输入电流检测和控制方式分类根据电感电流是否连续，APFC有两种工作模式：不连续导通模式DCM和连续导通模式CCM 。一般认为，采用电流连续导通方式可利于实现输入EMI滤波电路小型化，并可使电流应力减小，实现高效率。3.1.1 按输入电流检测和控制方式分类DCM控制模式：DCM控制模式又称为电压跟踪方法，它是PFC中简单而实用的一种控制方式,应用较为广泛。可采用恒频、变频、等面积等多种方式，适用于单相或三相单开关电路。 DCM 控制模式优点：电路简单，不需要乘法器；功率管实现零电流开通(ZCS)且不承受二极管的反向恢复电流；输入电流自动跟踪电压且保持较小的电流畸变率。但是DCM方式存输入电流自动跟踪电压且保持较小的电流畸变率；DCM 控制模式缺点：由于电感电流不连续，输入、输出电流纹波较大，对滤波电路要求高；开关管电流应力高， 在同等容量情况下，DCM中开关器件通过的峰值电流是CCM的两倍，峰值电流远高于平均电流，器件承受较大的应力；适用于小功率场合，单相PFC功率一般小于500W，三相PFC功率一般小于10KW。1）恒频控制：图2.2为Boost电路的DCM控制原理图,电压调节器E/A的频带宽度取1020Hz ,确保稳态时输出占空比在半个工频周期保持不变。恒频控制时开关周期恒定,电感电流不连续。电感电流在一个开关周期中的平均值为： 式（3.1）式中整流后的电压功率开关管VS 的导通时间二极管VD 的续流时间 开关周期式(3.1) 中若恒定,DC/DC变换器输入侧等效为阻性负载,整流器交流侧电压电流同相位。实际上, 在半个工频周期中并不恒定,导致输入平均电流有一定程度的畸变。输出电压与输入电压峰值的比值越大,输入电流畸变程度越小。该控制方式下的电流THD可控制在10%以内。 图3.1 DCM控制图2）变频控制：式(3.1)中,若,则输入平均电流只与导通时间有关,保持Ton恒定,输入电流理论上无畸变,这就是变频控制的原理。变频控制方式下电流工作于临界DCM状态,集成控制器UC3852可实现上述功能。提出一种等面积控制方法减小电流THD,它通过控制实际电流在一个开关周期的时间积分面积与电流参考信号的时间积分面积相等,从而实现输入平均电流与参考电流的零误差。此外,占空比调制、谐波注入PWM等方式也可以减小输入电流谐波含量。对三相单开关电路提出一种优化的占空比调制方法,实现了系统对输出电压的快速调节,减小了输入电流中与电网频率相关的纹波。在PWM调制中注入二次谐波, 以降低输入电流中的三次谐波含量, 使THD从10%降低到5%。CCM控制模式：CCM控制模式在CCM模式控制中，根据是否选取瞬态电感电流作为反馈量和被控制量，又可分为间接电流控制和直接电流控制两大类。直接电流控制的优点是电流瞬态特性好，自身具有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电路复杂。间接电流控制的优点是结构简单，开关机理清晰。CCM相对DCM其优点为：输入和输出电流纹波小、THD和EMI小、滤波容易；RMS（Root Mean Square）电流小、器件导通损耗小；适用于大功率应用场合。CCM模式根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈量，可分为直接电流控制和间接电流控制。直接电流控制的优点是电流瞬态特性好，自身具有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电路复杂。间接电流控制的优点是结构简单、开关机理清晰。1）直接电流控制：直接电流控制是目前应用最多的控制方式,它来源于DC/ DC变换器的电流控制模式。将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号,电流控制器控制输入电流按给定信号变化。直接电流控制优点：直接电流控制从整流器的输入电流作为反馈和被控量，具有系统动态响应快、限流容易、电流控制精度高等优点。直接电流控制缺点：缺点是输入电流的检测需要宽频带的电流传感器，成本较高。直接电流控制还可分为：峰值电流控制、滞环电流控制、平均电流控制、预测电流控制、无差拍控制、单周期控制、状态反馈控制、滑模变结构控制、模糊控制等方式。a.峰值电流控制(PCMC)：PFC中的峰值电流控制和DC/ DC变换器中的峰值电流控制原理相同，只是电流环的程控信号不再是直流而是按正弦规律变化。峰值电流控制实现较为容易，相关的控制IC有ML4812 、ML4819 、TK84812 、TK84819 等。峰值电流控制的缺点： 电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足THD很小的要求；电流峰值对噪声敏感；占空比大于0. 5时系统产生次谐波振荡；需要在比较器输入端加斜坡补偿。在PFC中，这种控制方法趋于被淘汰。图3.2为电流峰值控制Boost PFC的电路原理及输入电流波形图。其工作特点是：每个开关周期里，开关管受时钟脉冲触发导通，当输入电流采样超过基准电流则开关管关断，电流取样可以是电感电流或者开关电流。基准电流信号由乘法器给出，包含了输入电压和输出电压波形的基本信息，为双半波正弦电压，令电感（输入）电流的峰值包络线跟踪输入电压的波形，使输入电流和输入电压同相位，并接近正弦，在完成功率因数校正的同时，也能保持输出电压的稳定。图3.2 电流峰值法控制原理及输入电流波形图b.平均电流控制(ACMC)：平均电流控制，又称三角载波控制,在峰值电流控制的基础上，在乘法器输出与比较器之间增加了PI电流控制器，控制器控制输入电流平均值，使其与电流程控信号波形相同。由于电流环有较高的增益带宽、跟踪误差小、瞬态特性较好。平均电流控制的特点是：THD和EMI小、对噪声不敏感、开关频率固定，适用于大功率应用场合，是目前PFC中应用最多的一种控制方式。以平均电流控制原理设计的PFC集成控制器UC3854，在单相Boost型电路中得到了普遍应用, 其它平均电流型控制IC有TK83854、ML4821等。平均电流控制法反馈的是电感电流，开关管的工作频率是固定的。反馈的电感电流信号在误差放大器中与基准电流信号相比较，其高频(开关频率)分量的变化在电流误差放大器CA中被平均化处理。平均电流误差在CA中被放大后，与给定的锯齿波信号在PWM 中比较，提供某一占空比的PWM信号驱动开关管。这种方法中要求一个周期内的占空比由整个周期内的电流平均值决定，这在一般系统中是不可能实现的。但输入电压的变化和开关周期相比显得很缓慢,故可以利用前一个周期内输入电流的平均值来确定下一个周期的占空比。由于对电流平均化处理,故对噪声不敏感，而且THD值很小。这种方法在要求较高的场合获得了广泛的应用。预测瞬态电流控制( PICC)是针对数字控制提出的一种控制策略，它通过推导一个开关周期内电感平均电压和电流表达式,根据期望的电流值预测下一个开关周期的平均电感电压(开关占空比)。将其连续化处理后，可以发现它和平均电流控制有相似的结构。平均电流控制的输入电流波形如图3.3（b）所示。平均电流控制，取样电流来自实际输入电流而不是开关电流，它将电感电流信号与锯齿波信号相加，当两信号之和超过基准电流时，开关管关断，当其和小于基准电流时，开关管导通。由于电流环有较高的增益带宽、跟踪误差小、瞬态特性较好。THD（5%）和EMI小、对噪声不敏感、开关频率固定、适用于大功率应用场合，是目前PFC中应用最多的一种控制方式。其缺点是参考电流与实际电流的误差随着占空比的变化而变化，能够引起低次电流谐波。图3.3 输入电流波形：（a）峰值电流控制；（b）滞缓电流控制；（c）平均电流控制2)间接电流控制：间接电流控制是一种基于工频稳态的控制方式。间接电流的控制也可以通过控制整流桥输入端电压的方式间接实现，称为间接电流控制或电压控制，其是一种基于工频稳态的控制方法，通过控制整流器输入端电压，使其与电源电压保持一定的相位、幅值关系，从而控制交流输入电流呈正弦波形，且与电源电压保持同相位，使装置运行在单位功率因数状态。图3.4为间接电流控制原理图，整流桥为单相可逆结构,图中电感电流Is由电源电压Us和整流桥输入电压的基波分量决定，当电源电压和电感值一定时，通过控制电压的幅值和相位,即可控制输入电流,这就是间接电流控制的基本原理,图3.4电路处于功率因数为1的整流状态时的相量图。从相量图可以看出，当Uan1的相位超前电源电压时，电感电流反向，整流桥进入逆变状态。通过控制电压Uan1，整流桥可实现四象限运行。间接控制的缺点：自身无限流功能，需另加过流保护电路；系统从一个稳态向另一稳态过渡时电流中会出现直流分量；系统动态响应慢。利用状态反馈克服直流偏移问题，但引入反馈量过多，控制系统变得很复杂,直流偏移问题，但其本质上却是直接电流控制。间接电流控制的上述缺点影响了它在PFC中的应用。图3.4 间接电流控制原理图及电路处于功率因数为1的整流状态时的相量比较和分析CCM和DCM两种工作模式可以看出：CCM的优点是输入和输出电流波动小，故滤波容易；开关的有效电流小，器件导通损耗小；适用于大功率场合。对于小于几百瓦的功率级，选择DCM比较合适，DCM的最大好处是二极管不存在反向恢复，因此不需要缓冲电路。3.1.2拓扑结构分类有源功率因数校正技术从结构上分为两级PFC和单级PFC。其中两级PFC是目前普遍使用的比较成熟的PFC技术。两级功率因数校正：目前研究的两级PFC电路是由两级变换器组成： 第一级PFC变换器，目的在于提高输入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波； 第二级为DC/ DC变换器， 目的在于调节输出以便与负载匹配。具体实现方式很多，在通信用大功率开关整流器中主要采用的方法是在主电路输入整流和功率转换电路之间串入一个校正的环节( Boost PFC电路)。典型的两级变换器的结构如图3.5所示。图3.5 典型的两级变换器的结构图图3.5是典型的两级PFC交换器的电路图由于两级分别有自己的控制环节， 所以电路有良好的性能。它具有功率因数高，输入电流谐波含量低，以及可对DC/DC变换器进行优化设计等优点。但两级PFC电路也有两个主要缺点：一是由于有两套装置，增加了器件的数目和成本；二是能量经两次转换，电源的效率也会有所降低。因此，两级PFC电路一般应用于功率较大的电路中。对于小功率的场合，由于成本及体积的限制，一般采用单级功率因数校正电路。单相Boost PFC电路的拓扑分析：单级PFC技术的基本思想是将有源PFC变换器和DC/DC变换器合二为一。两个变换器共用一套开关管和控制电路，因此单级PFC技术降低了成本，提高了效率，减小了电路的重量和体积。典型的单级PFC变换器电路如图3.6所示。 图3.6 典型的单级PFC变换器电路单相功率因数校正的主电路拓扑结构通常采用开关变换器，从原理上说，任何一种DC-DC变换器拓扑如Buck、Boost、Buck-Boost、Fly back、Cuk、SEPIC及Zeta变换器都可以作为PFC的主电路。无论采用那种主电路拓扑结构，只要能使AC/DC变换器的输入电流波形跟踪输入电压波形，逼近正弦，就可以提高功率因数。传统的单相Boost型功率因数校正器主电路拓扑如图3.7所示。图3.7中AC为单相交流源，电压输入范围为85265V。D1、D2 、D3和D4构成典型的整流桥式结构，交流输入经此四个二极管后得到正弦半波。L1为储能电感，主开关管为S1，D5是升压二极管，C为储能电容。D6的作用是对升压二极管起保护作用：起机时，储能电容C储能为零，当给其充电时，充电电流将会非常大，假如没有D6，D5上的电流将会非常之大。加入D6后，将会对储能电容预充电，这样就减轻D5起机的电流应力，从而保证了电路的可靠性。图3.7 传统的单相 Boost 型功率因数校正器主电路拓扑图朗读显示对应的拉丁字符的拼音Boost变换器构成的PFC电路具有如下的优点：输入端有大电感，输入电流可以连续，可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电路高频瞬态冲击；输出电压大于输入电压，对市电电压为100V(AC)的国家和地区特别适合。例如，输入85135V的交流，输出直流电压为200V左右；若输入为85220V交流，直流输出将为400V左右；开关器件的电压不超过输出电压值；容易驱动功率开关，其参考端点(源极)的电位为0V；可在国际标准规定的输入电压和频率范围内保持正常工作。由于Boost变换器的特殊优点，这种拓扑结构应用于单相PFC更为广泛，故木文的单相功率因数校正电路将以Boost电路为主电路进行分析，在此基础上通过对其基本电路的改进以期获得更高的效率。单级PFC电路具有许多优点：PFC级和DC/DC级共用一个开关管，共用一套控制电路，这就使得电路设计大为简捷，降低了硬件成本；变换中能提供任何选定的电压和电流比；由于功率实现的是一次性变换，所以能获得较高的效率和可靠性。单级PFC电路正因为具有这些优良的性能而越来越得到广泛的研究和应用。但是与传统的两级式DC/DC变换器相比，单级PFC变换器要承受更高的电压应力，有更多的功率损耗。这个问题在开关频率较高时显得尤为突出。而且由于开关工作频率不断提高所带来的电磁干扰问题也日益严重，显著影响了变换器工作的可靠性和频率的提高。单级功率因数校正方案中还存在储能电容电压过高的情况， 而且储能电容电压随着输入电压及负载的变化而升高，这将会导致电路的稳态特性受到一定的影响， 同时某些元器件的体积成本会有所提高，这都是期待解决的问题。通过比较可知，在输出功率相同的情况下，单级功率因数校正电路在功率因数校正能力和电源的转换效率等方面， 相对于两级功率因数校正电路而言，相对要差一些。近些年有专家学者先后提出了许多零电压及零电流软开关技术，特别是将软开关技术与单级隔离型PFC技术结合在一起的方法，另外怎样降低储能电容上的电压也是现在单级功率因数校正研究的热点。3.1.3临界导通控制模式不连续导通模式因其固有的缺点，