电压可调开关电源的研发毕业设计.doc

湖湖 南南 科科 技技 大大 学学 毕毕 业业 设设 计（计（ 论论 文文 ） 题目题目电压可调开关电源的研发电压可调开关电源的研发 作者作者罗宵罗宵 学院学院信息与电气工程学院信息与电气工程学院 专业专业自动化自动化 学号学号0904020105 指导教师指导教师吴新开吴新开 二零一三 年 六 月 三 日 湖湖 南南 科科 技技 大大 学学 毕业设计（论文）任务书毕业设计（论文）任务书 信息与电气工程学院 院 自动化 系（教研室） 系（教研室）主任: （签名） 年 月 日 学生姓名学生姓名: 罗宵 学号学号: 0904020105 专业专业: 自动化 1 设计（论文）题目及专题： 电压可调开关电源的研发 2 学生设计（论文）时间：自 2013 年 2 月 25 日开始至 2013 年 6 月 8 日 止 3 设计（论文）所用资源和参考资料： （2）电力电子技术； （2）开关电源； （3）单片机与应用技术；（4）智能检测技术； （5）自动控制理论； （6）有关可调开关电源装置的参考文献。 4 设计（论文）应完成的主要内容： （1）电压可调开关电源的应用意义； （2）电压可调开关电源的硬件设计； （3）电压可调开关电源的软件设计； （4）电压可调开关电源的仿真； （5）电压可调开关电源的发展前景。 5 提交设计（论文）形式（设计说明与图纸或论文等）及要求： （1）毕业设计论文字数在 1.5 万字以上，原理、方框图符合规范，表格符合规范要求； （2）严格按毕业设计论文规范打印与装订； （3）按 0 号或 1 号图纸准备好答辩图纸； （4）按时交毕业设计论文。 6 发题时间： 2013 年 2 月 24 日 指导教师： （签名） 学 生： （签名） 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） i 目录目录 第一章第一章 绪论绪论.1 1.1 高频开关电源的诞生 1 1.2 高频开关电源的分类.1 1.3 高频开关电源的研发现状.2 1.4 课题研究的意义 4 1.5 论文主要工作.4 第二章第二章 高频开关电源方案的确定高频开关电源方案的确定.5 2.1 方案的的分析和选择.5 2.2 方案的确定 7 2.3 正激式（FORWARD）PWM 转换器8 2.3 本章小结.9 第三章第三章 系统设计系统设计10 3.1 输入 AC/DC 电路设计.10 3.1.1 输入 EMI 滤波器设计10 3.1.2 整流滤波器设计11 3.2 功率场效应管 MOSFET 的设计.12 3.2.1 功率场效应管 MOSFET 的工作原理12 3.2.2 参数计算及型号选择13 3.3 变压器的设计 14 3.3.1 磁心选择.15 3.3.2 视在功率 PT的确定15 3.3.3 计算 CW AA的值17 3.3.4 匝数及绕组导线直径的确定17 3.4 输出级的设计 18 3.4.1 输出滤波电感的设计.18 3.4.2 输出滤波电容的设计.19 3.5 隔离驱动电路设计.19 3.6 A/D 转换模块 20 3.7 本章小结.22 第四章第四章 系统的控制及仿真系统的控制及仿真.23 4.1 系统的控制.23 4.1.1 脉宽调制的实现23 4.1.2 PID 算法的实现.23 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） ii 4.1.3 软件流程图24 4.2 PSPICE仿真27 4.2.1 变压器建模27 4.2.2 Pspice 中变压器的模型分析.28 4.2.3 主电路仿真30 4.3 本章小结.31 第五章第五章 结论结论.32 5.1 论文结论 32 5.2 本设计存在的问题和进一步工作设想 32 5.3 高频开关电源的发展展望 32 致谢致谢.34 参考文献参考文献35 附录附录 A36 附录附录 B.39 附录附录 C.40 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 1 - 第一章第一章 绪论绪论 1.1 高频开关电源的诞生高频开关电源的诞生 在开关电源的诞生以前，人们主要采取的是开关调节器式直流稳压电源和线性调 节器式直流稳压电源，这类直流电源有只能降压不能升压、体积大、功耗大、散热难 等缺点，又由于其输出和输入之间有公共端，需要外加电路来实现输入与输出的隔离 等等，这都不适应电路小型化的趋势。 十九世纪六十年代年，NEC 发表了两篇具有指导性的文章：一篇为“用高频技术使 AC 变 DC 电源小型化”，另一篇为“脉冲调制用于电源小型化”。这两篇文章为直流稳 压电源的发展提供了方向。到了七十年代，美国摩托罗拉公司发表了一篇题为：“触发 起 20kHz 的革命”由此正式揭开了高频开关电源的发展序幕，高频化使得电源不但减小 体积更重要的是减小了功耗，节约了大量的能源。在高频开关电源的发展过程中先后 出现的典型转换器有：Buck 转换器、Boost 转换器、Buck-Boost 转换器、Zeta 转换器、 Cuk 转换器、SEPIC 转换器，其后又有正激式（Forward）转换器、反激式（Flyback） 转换器、推挽式（Push-Pull）转换器、半桥式（Half-Bridge）转换器、全桥式（Full- Bridge）转换器、双管正激式（Switchces Forward）转换器等等。 1.2 高频开关电源的分类高频开关电源的分类 现代开关电源有直流开关电源和交流开关电源两种类型。本文要介绍的只是直流 开关电源，其功能是将市电（粗电）转换成精度要求较高的电压以满足各种设备对电 压的要求。DC/DC 转换器是直流开关电源的核心，也正因为如此，大多数直流开关电 源是根据 DC/DC 转换器而进行分类的。 直流 DC/DC 转换器按输入与输出之间是否有电隔离可为两类：其一是隔离式 DC/DC 转换器，其二是非隔离式 DC/DC 转换器。 隔离式 DC/DC 转换器也可以按有源功率器件的转换器个数来分类。单管的 DC/DC 转换器有正激式（Forward）和反激式（Flyback）两种，本文重点研究单管正 激式（Forward） 。双管 DC/DC 转换器有双管正激式（Doubel Transistor Forward Converter） 、双管反激式（Double-Transistor-Flyback Converter） 、推挽式(Push-Pull Converter)和半桥式（Half-Bridge Converter）四种。四管 DC/DC 转换器就是全桥 DC/DC 转换器（Full-Bridge-Converter） 。 非隔离式 DC/DC 转换器也可以按有源功率器件的个数分为单管、双管和四管三类。 单管 DC/DC 转换器共有：降压式（Buck）DC/DC 转换器，升压式（Boost） DC/DC 转换器、升降压式（Buck-Boost）DC/DC 转换器、Cuk DC/DC 转换器、Zeta DC/DC 转 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 2 - 换器、SEPIC DC/DC 转换器。这几种单管 DC/DC 转换器中，Buck 和 Boost 式是最基 本的，Buck-Boost、Cuk、Zeta、SEPIC 式 DC/DC 转换器都是从中派生出来的。双管转 换器有双管串接的升压式（Buck-Boost）DC/DC 转换器。四管的则是全桥式（Full- Bridge Converter）DC/DC 转换器。 1.3 高频开关电源的研发现状高频开关电源的研发现状 目前市场上开关电源中功率管大多采用的是双极型晶体管，其开关频率可以达到 几十千赫兹；而采用 MOSFET 的开关电源转换频率可以达到几百千赫，想要提高开关 的频率就必须采用快速开关器件。对于兆赫以上的开关电源可以利用谐振电路，这种 工作方式被称为谐振开关方式。谐振开关方式可以最大限度地提高开关的速度，降低 开关管的损耗，其噪声也很小，这是提高开关工作频率的一种方式。目前采用谐振开 关方式的研究已经进入到实用阶段1。 开关电源电路器件开关电源电路器件 电力电子技术的进步必须依靠新型的电力电子器件。功率场效 应管（MOSFET）为单极性导电，大大地缩短了开关时间，可以很容易达到 1的MHz 频率。制造半导体的材料从硅材料到砷化镓、半导体金刚石、碳化硅，SiC 功率 MOSFET 的导通压降已经降到了1以下，关断时间小于 10。电压达 300的 SiCVnsV 肖特基二极管的反向漏电压小于 0.1，而反向恢复时间也几乎降低到了零。新型 mA mm 平面变压器近几年的发展也有效地推动了开关电源的发展，它具有能量密度高、体积 小、频率高、漏感低、电磁干扰低等优点。 软开关技术与高频化软开关技术与高频化2 20 世纪中叶开始得到发展和应用的 PWM DC/DC 转换器 技术，是一种硬开关技术。硬开关动作时开关上的电压和电流都不为零，开关在开通 和关断过程中，电压和电流会产生一个交叠区产生损耗，被称为开关损耗。转换器的 开关损耗与开关的频率成正比，开关频率越高，总的损耗越大，这不但降低了转换器 的效率，也浪费了大量的能量。这种硬开关技术限制了转换器开关频率的提高，从而 限制了转换器的小型化和轻量化。软开关技术在这种背景下应运而生了，软开关技术 就是指开关上的电压电流都为零，或者其中一个为零的自然开关过程。在开关过程中 没有电压和电流的交叠，如零电压开关（Zero Voltage Switch-ing，ZVS）和零电流开 关（Zero Current Switching，ZCS） ，有时也近似的把 ZVS 和 ZCS 叫做软开关。软开关 技术是在不断认识与提高中得到发展的，在以高频的促使下，以谐振技术和 PWM 技 术为基础的发展条件下提出来的，是使常规 PWM 技术与谐振技术相结合，并吸收两 者的优点，由此产生了软开关 PWM 技术，目前此类技术已经在国内外多种 PWM DC/DC 转换器中得到广泛应用。 PWM DC/DC 转换器的软开关技术大致可以分为以下几类 ： （1）全谐振转换器，也被称为谐振转换器（Resonant Converters） 。 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 3 - （2）准谐振转换器（Quasi-Resonant Converters，QRCs）和多谐振转换器（Multi- Resonant Converters，MRCs） 。 （3）零开关 PWM 转换器（Zero Switching PWM converter） （4）零转换 PWM 转换器（Zero Transition Converters） 。 高频开关电源的功率因素校正高频开关电源的功率因素校正3 由于谐波电流对电网有极大的危害：（1）谐波的 “二次效应”，即电流流过线路阻抗而造成谐波降压，反过来使电网波形发生畸变。 （2）由谐波电流引起的电路故障，会损坏设备。 （3）在三相四线制电路中，三次谐波 与中性线中的电流同位，合成电流很大，可能超过相电流，可能导致中性线过热，引 起火灾导致电气设备的损坏。 （4）谐波电流对产生谐波电流的设备及同一系统中的其 他电子设备产生极大的影响。因此，如何抑制谐波，提高功率因素已经成为当今国内 外电源界研究的重要课题。常用功率因素校正的方法有：多脉冲整流、无源滤波、有 源功率因素校正等。 电路集成和系统集成及封装工艺电路集成和系统集成及封装工艺 模块化、集成化和智能化是开关电源的发展方向， 各种专用功能芯片在近几年内发展迅速，如功率因素校正（PFC）电路用的芯片，并联 均流控制芯片，电流反馈控制芯片。功率半导体器件件则把驱动、控制、检测、保护 电路封装在一个模块中。电路集成则是朝系统集成化方向进一步发展，近几年已经推 出模块化内部结构的二代电源模块，已达到全面微控化和高度集成化。第二代产品的 变压器也得到很大改良，采用了屏蔽式结构和镀铜磁芯，共模噪声和寄生电容得到降 低，变压器的处理功率密度大幅提高。系统集成改变了现在的半自动化、半人工化的 组装工艺而达到完全自动化生产，有利于成本的降低和这项技术的推广。英特处理器 的工作电压，已经降到了 1以下，处理速度也大幅提升，有关专家提出了将开关电源V 和微处理器结合在一起的构想，而英特公司也在努力促成此事，但这样的开关电源的 大小就得与微处理器相近，但是如今的开关电源仍然要比微处理器大几十倍甚至更多， 如何进一步减小体积则是面临的新问题。 低压大电流低压大电流 DC/DC 变换技术的发展动态变换技术的发展动态 低压大电流高功率 DC/DC 变换技术，已 从前些年的 3.3降至现在的 1.0左右，电流目前已可达到几十安到几百安等，同时VV 电源的输出指标，如纹波、精度、效率、欠冲、等技术指标也得到进一步的提高3 。 这一技术将成为今后一段时间内电力电子界内的热点，它的研究内容非常广泛，有负 载大信号动态问题，有控制技术研究，有电路拓扑结构研究等等。同时，低压大电流 DC/DC 变换技术也面临着许多挑战。 低压大电流 DC/DC 变换技术的关键是寻找到合适的拓扑结构似的变压器的副边波 形能直接驱动代替二极管的同步整流 MOSFET，这样既能保持简单性又能实现高效率。 在低压大电流输出的电源中，副边整流环节的损耗占整个损耗的极大部分。最好的肖 特基二极管也有 0.25正向压降，将产生巨大的导通损耗，所以整流器件的唯一选择V 是用同步整流 MOSFET，副边的研究便主要集中在如何驱动这些同步整流 MOSFET 上。 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 4 - 一种办法是采用外部控制电路，产生合适时序的驱动信号，去驱动这些同步整流 MOSFET，简称外驱动技术；另一种办法便是选择拓扑，直接用副边波形来驱动这些 同步整流 MOSFET，这种技术被称为自驱动技术。目前与自驱动同步整流技术相匹配 的拓扑结构只有两种，一是有源钳位正激变换器，二是互补驱动半桥电路。文献4介 绍了高频开关电源的 EMC 设计，包括输入滤波器的 EMC 设计、高频逆变电路的 EMC 设计、输出整流电路的 EMC 设计和输出直流滤波电路的 EMC 设计，为抑制高频开关 电源的电磁干扰提供了解决方案。高频开关电源电磁兼容预设计分析和研究5针对开关 电源的电磁兼电源容问题，系统地分析转换器 EMI 的作用机理，运用专业软件进行系 统仿真，提出合适的电磁兼也容设计方法。 随着各领域对用电电压和电流精度的不断提高，对开关电源的要求也愈来愈高。 一个开关电源的品质除了电性能指标外，还有看许多其他指标，如环境温度、外形尺 寸、EMI 要求、抗震动要求、可靠性指标、集成度和美观性等，总体来说开关电源的 研发方向是高频率、高效率、小体积。 1.4 课题研究的意义课题研究的意义 本课题主要研究的是输出电压可调高频开关电源，目前开关电源界的发展欣欣向 荣，其频率已达到百兆级，各类开关电源的研发能满足输出电压从低压到高压，输出 电流从小电流到大电流，纹波较小的要求。但是对于输出电压可调的高频开关电源的 研究不多，市场上的电压可调开关电源成品也很少，针对这个现象，本文在分析了各 种高频开关电源的基础上，主要着手中小功率电压可调开关电源的研发并充分考虑其 经济性与总体性能，本论文设计的高频开关电源是基于单片机控制的，利用高频脉宽 调制技术（PWM） ，主电路拓扑采取正激式电路，实现开关电源的输出电压可调，具 有较高的实用价值。 1.5 论文主要工作论文主要工作 本文详细分析了单端正激式开关电源的工作原理和使用单片机实现输出电压可调 的基本工作原理，即使用软件算法实现 PWM 脉宽调制；分析了 EMI 滤波原理；重点 分析了变压器的设计方法和使用 AP 法完成高频变压器的设计；分析设计了功率场效应 管 MOSFET 的参数；使用 Pspice 仿真软件进行仿真，验证了系统的可行性。本文的具 体行文结构安排如下： 第一章 绪论 第二章 系统方案的确定 第三章 系统的设计 第四章 控制及仿真 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 5 - 第五章 结论及展望 第二章第二章 高频开关电源方案的确定高频开关电源方案的确定 2.1 方案的的分析和选择方案的的分析和选择 相关技术指标： 输入电压： 交流 输出电压： 直流220V060V: 输出功率： 频率要求： 1000W10kHz 纹波要求：1V 按照上述参数要求，分析多种多种高频开关电源的主电路拓扑和其控制方式，大 概提出以下四种总设计方案。 方案一：方案一： 整流滤波正激转换器调整方波整流 滤波 隔离反 馈 AC 单片机控制 驱动电路 DC CC CC 图图 2.1 正激式正激式 本方案采用单管正激式转换器作为主电路，用单片机软件算法的方式实现 PWM 波形的控制以调节输出电压的大小，其系统方框图如图 2.1 所示。正激式转换器中高频 变压器实现了输入与输出之间的电器隔离，变压器采用增加复位绕组的方式实现磁复 位。单管正激式转换器开关管承受的电压为（为输入电压） 。正激式转换器的驱2 i U i U 动电路较为简单、可靠性高、经济性较高，适合各种中小功率的电源。 方案二：方案二： 本方案采用半桥式转换器作为主电路拓扑，系统方框图如图 2.2 所示，半桥式实际 上就是两个正激式 PWM DC/DC 转换器的结合，每个正激式转换器的输入电压为 0.5 ，因此，其开关管承受的电压为，其工作原理与正激式转换器相似。半桥式转换 i U i U 器的变压器双向励磁，没有变压器偏磁问题，适合各种工业用电源和计算机用电源， 但其驱动电路较复杂，有直通问题。 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 6 - 整流 滤波 半桥转换 器 输出滤 波 隔离驱 动电路 单片 机控 制 隔离反 馈 AC C DC 图图 2.2 半桥式半桥式 方案三：方案三： 本方案的系统方框图如图 2.4 所示，以全桥转换器做为主电路，它是由四只开关管 V1V4，和其反并联二极管 D1D4，以及变压器其 T 组成的。变压器 T 的初级绕组 接于两桥臂的中点，全桥逆变器的控制方式有：双极性控制方式、有限双极性控制方 式以及移相控制方式。 D1 D3 D2 D4 T V 1 V 3V 4 V 2 R Ui GND Is 图图 2.3 全桥转换器主电路图全桥转换器主电路图 整流 滤波 全桥转换 器 输出滤 波 隔离驱 动电路 单片 机控 制 隔离反 馈 AC C DC 图图 2.4 全桥式全桥式 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 7 - 图 2.3 是全桥式转换器主电路模型，开关管 V1V4 采用 PWM 控制方式。在单个 周期内内，前半个周期 V1 和 V4 导通，导通时间为；后半个周期 V2 和 V3 导TsTon 通，导通时间同为。调节开关管的导通时间，即调节占空比以达到调节输出电TonDu 压有效值的目的，本方案设计电路较为复杂，成本高，适合大功率工业用电源。 方案四：方案四： 整流滤 波 推挽式转 换器 调整方波整 流滤波 隔离 反馈 AC 单片机控 制 驱动电路 D CC CC C 图图 2.5 推挽式推挽式 本方案的系统结构框图如图 2.5 所示，其主电路采用推挽式转换器。推挽式 PWM DC/DC 转换器也可以看成是两个正激式转换器的组合，两个开关管轮流导通。两个开 关管的轮流导通是变压器的铁心交替地磁化和去磁，以完成电能从初级绕组到次级绕 组的传输。由于两个开关管的导通绝对时间可能不同，会产生直流偏磁问题。推挽式 转换器适合低压输入电源。 2.2 方案的确定方案的确定 各方案的分析比较如下表 2.1 所示，结合本论文设计的参数要求最终选用方案一， 即选用正激式为主电路的拓扑结构，用单片机通过软件算法的方式产生设定频率的 PWM 波形，通过脉宽调制技术对占空比进行调节以达到输出电压在设定范围内可调的 目的。 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 8 - 表表 2.1 各方案优缺点比较各方案优缺点比较 方案优点缺点功率范围应用领域 一 电路简单，成本较低，可 靠性高，驱动电路简单 变压器单向励磁，利 用率较低 几百瓦几千 瓦 适合各种中小功率 电源 二 变压器双向励磁，没有变 压偏磁问题， 开关较少， 成本低 有直通问题，可靠性 较低，需要复杂的隔 离驱动电路 几百瓦几千 瓦 适合各种工业用电 源，计算机用电源 三 变压器双向励磁，容易达 到大功率 结构复杂，成本高， 有直通问题，可靠性 较低，需要负载的多 组隔离驱动电路 几百瓦几千 瓦 适合大功率工业用 电源、焊接电源、 电解电源等 四 变压器双向励磁，驱动较 为简单 有磁偏问题几百瓦几千 瓦 适合低输入电压的 电源 2.3 正激式（正激式（Forward）PWM 转换器转换器 正激式转换器是典型的带有隔离变压器的直流 PWM 转换器，其实际上就是在 Buck 降压式 PWM DC/DC 转换器中再加入了一个隔离变压器构成的，图 2.6 给出了正 激式 PWM DC/DC 转换器的主电路。开关管按照 PWM 方式工作，二极管是输出Q 1 D 整流二极管、是续流二极管，电感是输出滤波电感，电容是输出滤波电容。 2 D f L f C 隔离变压器带有三个绕组：初次绕组、次级绕组和复位绕组。图中绕组标1W2W3W 有“”符号的一端表示是绕组的始端。二极管是复位绕组串联的二极管。正激式3D3W PWM DC/DC 转换器变压器的磁芯复位的方法有：增加复位绕组法、RCD 复位法、 LCD 复位法和有源钳位等磁复位方法。在这里采取的是在输入端接复位绕组的方法。 V in T Q D3 D1 D2 Lf CfR W1W2W3 图图 2.6 正激转换器原理图正激转换器原理图 当开关管导通时，变压器次级整流二极管 导通，续流二极管关断，直流Q1D2D 电源功率是通过变压器传送到负载的，同时滤波电感储能；当开关关断时，变压 f LQ 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 9 - 器次级整流二极管关断，续流二极管导通，滤波电感的储能向负载释放。绕组1D2D 的极性与初级绕组相反，一般情况下=，与整流二极管串联后并接于3W1W1W3W3W 直流输入电源的正极上。开关导通时，回路中的二极管阻断，因此没有电 i VQ3W3D 流流过，磁心从原始状态被磁化（Magnetization） 。当开关关断时，复位绕组的电流使 磁心去磁（Demagneti-onzation） 。当励磁电流下降到零时，磁心复位到原始磁状态，以 便下一个开关周期磁心重复励磁。 如果变压器没有复位措施，经过若干个周期后，磁心就会不断被励磁并逐渐进入 饱和状态时，这样转换器就不能正常工作了。因此，在正激转换器中变压器复位十分 重要，为确保铁心复位，在开关管导通时，铁心的磁通增加量应等于开关关断时QQ 磁通的减少量。 在电流连续模式（CCM）条件下，正激式转换器的输出/输入的电压转换比 f(N3) 为： （2.1） o u i V nD V 其中=/，、分别为变压器的一次绕组匝数和二次绕组匝数，为n1W2W1W2WDu 开关管的占空比。 正激式电路由于接入了隔离变压器，从而实现了电源侧与负载侧之间的电气隔离， 这使得转换器的输出电压可以高于或低于输入电源的电压，这也可以方便地实现多路 输出。而且开关的占空比可以在设定的范围内变化以实现输出电压在一定范围内变化。 正激式（Forward）转换器可以在电感电流连续的条件下工作，也可以在电感电流 断续的条件下工作。这时二极管和的反向恢复条件可以得到改善，同时也改善1D2D 了开关管的开通条件。Q 2.3 本章小结本章小结 本章主要是按照设计的相关参数要求，考虑了几种可行的方案并对各方案的优缺 点进行分析。根据分析结果最终确定使用单管正激式转换器作为本设计的主电路并对 其工作原理进行了分析。 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 10 - 第三章第三章 系统设计系统设计 本文关于电压可调开关电源的设计主要包括：主电路的选择、变压器的设计、输 出整流滤波器的设计、功率开关管的选择、驱动电路的设计、控制器的选择、以及输 出反馈的设计等。 本文设计的高频开关转换器中的主要元器件有功率开关管（MOSFET 管） 、变压器、 电感和电容等。其中，电感和电容是互为对偶的储能元件，理想条件下电感和电容都 是无损，并且所储能也是单一形式的，即电感储存磁场能，电容储存电场能。但实际 上电感和电容都有寄生电阻的存在，高频情况下要考虑涡流、集肤效应等因素，这些 都会产生损耗。另外电感和电容的性质也会受到频率的影响，例如，当频率高到甚高 频，电感可能会表现出电容的性质；电容也可能会表现出电感的性质。 在开关转换器中，磁性元件的应用是十分广泛的，如滤波电感、谐振电感、吸收 电路中的限流电感、隔离变压器等。 对高频电磁现象的分析需要考虑的因素很多，包括：电压、电流、频率、能量、 匝数、漏磁、磁心气隙、温度、加工工艺等。与此相对应的对高频磁性元件的综合是 比较困难的，同样的分析可能有不同的综合，因此在设计时应当结合体积、成本、效 率等因素，选择合适的设计方案。 对于功率开关管，PWM DC/DC 转换器常用的开关管包括：功率场效应管 MOSFET、绝缘栅双极晶体管 IGBT。这两类开关管都能进行快速关断、快速开通，考 虑到经济性等因素，本设计采用功率场效应管 MOSFET 作为高频开关。 驱动电路和控制电路的好坏也会影响到系统的整体性能，在设计中也需要谨慎考 虑之。 3.1 输入输入 AC/DC 电路设计电路设计 3.1.1 输入输入 EMI 滤波器设计滤波器设计 滤波是抑制干扰的一种较为有效措施，特别是对开关电源 EMI 信号的传导干扰和 辐射干扰，在电源线上的传导干扰都可以用差模信号与共模信号来表示，把 EMII 信号 控制在有关 EMC 标准的极限电平下，最有效的方法便是在开关电源的输入电路中加装 EMI 滤波器。本设计采用的滤波器电路如图 3.1 所示。 图中是用来消除共模干扰的，其对装在 N-G 和 L-G 之间，被称为 Y 电容。 y C 则安装在 L 和 N 之间，用来消除差模干扰，常选用高容量的金属皮膜电容，被称为 x C 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 11 - X 电容。滤波器是用来抑制共模电流噪声的电感，由于电感线圈对称地绕在同一个 c L 螺旋管上，因此在正常工作电流范围内，对称电流产生的磁性是相互抵消的，因而对 差模电流和电源电流呈现低阻抗，不会有衰减的效果。结合各项参数，本设计最终选 用 DOREXS 公司的 DAA1-10A 的单相交流电源滤波器。 CxCx Cy Cy R Lc Lc L N G L N 图图 3.1 输入滤波电路输入滤波电路 3.1.2 整流滤波器设计整流滤波器设计 本设计采用单相桥式整流电路将经过 EMI 滤波后的交流电进行整流，其电路原理 图如图 3.2（a）所示，图 3.2（b）是其简化的画法。 （a） 单相桥式整流电路原理图单相桥式整流电路原理图 （b）简化画法）简化画法 图图 3.2 单相桥式整流电路单相桥式整流电路 单相桥式整流后的的电压平均值为： （3.1 0222 0 12 2 2sinwt0.9VVdwtVV 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 12 - ） 单相桥式整流电路波形图如图 3.3 所示，经过整流桥后的直流电流值为： 2 0 2 0.9V I R （3.2） 在桥式整流电路中二极管、和、是轮流导通的，所以，流过每个二1D3D2D4D 极管的平均电流为 0.5；每个二极管承受的最大反向电。 0 I 2 2 DRM VV 图图 3.3 单相桥式整流电路波形图单相桥式整流电路波形图 结合本设计的参数要求最终选择 RS2006M 整流桥作为整流器，经过整流后的最大 电压约为 310，实际运用中当考虑留有一定的裕量，所以滤波电容耐压值选择 400VV 以上的电解电容。电容容量应满足式（3.3）6 .(3.3) 35 2 L T R C : 其中 T 为交流周期，此处为 20，为负载电阻，考虑到最大电流为 10，可ms L RA 假定负载为 1000 欧，那么估算出电容容值应当大于 500。同时，滤波电容又不能过uF 大导致电源的瞬态响应变差。本设计采用 560的电解电容并联一只 0.47的小电容，uFuF 以平滑输出和滤除高频波的作用。 3.2 功率场效应管功率场效应管 MOSFET 的设计的设计 3.2.1 功率场效应管功率场效应管 MOSFET 的工作原理的工作原理 功率场效应管 MOSFET 可分为 N 沟道 MOSFET 和 P 沟道 MOSFET，本设计采用 的是 N 沟道增强型 MOSFET，其结构如图 3.4 所示，它是一种场控器件，类似 NPN 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 13 - 型晶体管。漏极 d 相当于集电极 c，源极 s 相当于发射极 e，栅极 g 相当于基极 b。其 主要区别在于 MOSFET 管是电压型控制器件，即栅源电压控制漏极电流。功率 MOSFET 是有大量细小的元包并联组成的，采用垂直导电沟道可以减小通态电阻，源 漏极在沟道两侧扩散而成，栅极与沟道之间用二氧化硅进行绝缘。 场控的原理：当栅源之间外加控制电压时，栅极和型衬底相当于平板电容器，P 在栅源电压的作用下产生一个由栅极指向型衬底的电场，这个电场有排斥空穴和吸P 收电子的作用，这使得型衬底中的电子被吸引到栅极下的衬底表面，从而形成了P 型导电沟道，原来被型衬底隔开的两个 +型区就被这个导电沟道连通了。因此， NPN 此时若有漏源电压，则会有漏极电流产生。我们一般把在漏源电压作用下开始导通时 的栅源电压叫做开启电压。 GS V T V 图图 3.4 N 沟道增强型沟道增强型 MOSFET 结构结构 3.2.2 参数计算及型号选择参数计算及型号选择 （1）开关晶体管的电流定额 通常在较大电流的情况下，应该选择具有大电流增益和饱和特性较好的晶体管作 为功率开关管。 本设计中假设当市电为最小线电压输入时，=217.4，假定开关管的效率为 (min)i UV 75%，则输入功率为： =1300 i P o P 1000 0.75 W 在导通占空比最大（min）=0.5 时，应该为平均功率 u D i P =（max）（34 i P u D (min)i U C I ） =12 C I (max)(min) i ui P DU 1300 0.5 217.4 A 考虑到磁化电流和纹波电流的斜率，应该留有 10%的裕量。 C I =121.1=13.2 C IA 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 14 - 为了提高可靠性及考虑到在调整电感量大小时电流有可能失控，因此在实际选定 管子电流容量时应当留有一定的裕量。 （2）开关晶体管的电压定额 本设计中假定市电电压向上波动 18%，经过整流桥后的电压上限值为： 220 (1 18%)2367 i U V 由于能量再生绕组工作时开关晶体管所承受的电压为 2，同时有一定的漏电感 i U 存在，一般会在电压最高值上出现一个尖峰，尖峰的大小随制造工艺的优劣而不同， 一般在电源电压的 10%考虑，故 i U ；(2 10%)2.1 ceii UUU2.1 367770 ce UV 查相关参数表，最终采用型号为 SPW17N80C3 的 MOSFET 管，其电压定额为 800V。 （3）开关管的缓冲电路设计 缓冲电路即吸收电路如图 3.5 所示，它的作用是抑制电力电子器件过压、过 du dt 大、或者过电流和过大，以达到减少开关器件的损耗的目的。 di dt V Di V Ds Rs Ri Li D S G V Cs 图图 3.5 开关管的缓冲电路开关管的缓冲电路 在无缓冲电路的情况下，MOSFET 管开通时电流会迅速上升，即很大；在V di dt 关断时很大，并且出现很高的过电压，这都会给开关管造成很大的压力。而在有 du dt 缓冲电路的情况下，开通时，由于有缓冲电容的存在，缓冲电容先通过向开关VCsRs 管放电，此时电流 先上升一段，后因抑制电路的作用， 的上升速度开始减慢。i di dt i 、是关断时为中的磁场能量释放电路而设置的。在开关管关断时，负载 i R i VDVLiV 中的电流通过向电容进行分流，从而减小了开关管的负担，抑制了和过VDsCsV du dt 电压。但是因为开关管关断时电路中电感和布线产生的电感的能量需要释放，因此， 一定的过电压是不可避免的，但上述开关管的电压定额设计已充分考虑之。 3.3 变压器的设计变压器的设计 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 15 - 变压器是一种利用互感耦合的电感器件，它由磁心和绕组组成，磁心起导磁作用， 磁心的较高的导磁率提高了变压器的电性能，变压器的初级绕组接输入端的，初级绕 组起到激磁和从输入端获取电能的作用，并通过它将输入的电能转换为磁场能的形态。 变压器的次级绕组接输出端，它完成能量由磁场能向电能的转换并将能量传递给负载。 高频变压器是转换器中的核心元件，变压器使得转换器的输入与输出之间电气隔离， 可以实现升压和降压，也可以方便的实现多路输出。变压器由于励磁电流的存在会产 生励磁电感，当磁心有气隙时变压器的漏磁通增大，此时变压器的初、次级绕组不完 全耦合，部分磁通只通过了变压器的一个绕组，这个绕组的磁通即是漏磁通，它在绕 组中产生漏感。漏感是磁性元件中的一种寄生电感，一般情况下应当比励磁电感小很 多。常用减少漏感的方法： （1）采用多股绞合铜线或宽薄的铜箔片，使得到较高的铜占因子。 （2）采用细长型的绕组设计方法，以达到减少漏感的目的。因为变压器的绕组越 厚、漏感就越大。 （3）把次级绕组绕在初级绕组的中间，或把次级绕组绕在初级绕组的外部，使得 初次级绕组紧密耦合。 高频变压器设计方法最常用的有两种，第一种是先求出磁芯窗口面积与磁心的Aw 有效截面积的乘积 (=，称为磁心面积乘积)，称为法，根据AeAPAPAwAeAP 值查相关的参数表可找出所需磁性材料和磁心的型号；第二种是在上述方法中加入AP 了满足一定电压调整率的改进方法，称为调整率体积法。本设计采用法进行设计。AP 3.3.1 磁心选择磁心选择 功率铁氧体，因在高频条件下具有很高的电阻率，而涡流损耗又低加上经济性能 较好，因此是高频变压器首选条件。但是由于它的磁导率通常比较低，所以需要的磁 化电流较大。对于合金材料磁芯，如钻基非晶合金和微晶合金等，虽然具有较高的电 阻率，通常情况下可以轧成很薄的带料，因此能用在较高频率。但是实际应用中有价 格等因素的考虑，除了用在温度高和冲击、振动大的地方，需要采用合金材料磁心外， 一般情况下变压器磁心还是以铁氧体为主。磁心材料要考虑的最主要因素是它在工作 频率处的损耗和应用的磁通密度。本设计根据电源的工作频率选择镍锌铁氧体材质的 铁心，允许温升为50摄氏度，各磁心的结构参数如表3.1所示，其次，在选择磁心时也 要考虑磁通密度。Bm 磁通密度的选择涉及到转换器工作的稳定性、功率损耗、散热、铜损、铁损等Bm 较多问题，因此要反复设计才能完善，其基本要求如下： （1）必须小于饱和磁通密度：铁氧体的的温度系数比较大，好的功率铁氧BmBs 体在室温条件下大约为0.5，要减小励磁电流，应该选在0.67以下。BsTBmBs （2）当频率达到一定的范围以上时，由高频变化的引起的铁心损耗较大，发Bw 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 16 - 热也严重。因此，为了使磁心温度不超过限定值，应当减小，一般在Bw （0.330.67）以下。Bs （3）应当考虑到合闸时的冲击，若大于，在合闸的第一个周期会产生大的BwBs 和励磁电流的冲击。电流型控制能在一定程度上限制冲击电流。B 3.3.2 视在功率视在功率 PT的确定的确定 变压器的视在功率 PT随转换器主电路结构的不同而有不同的表达式。对于如图 3.6（a）图所示的电路，在状态下 实际上变压器是有损耗的（即小2 Tioi PPPP 于 1） ， o To P PP 表表3.1 各磁心的结构常数各磁心的结构常数 磁心种类损耗KjXKsKwtKv 罐形磁心铜损 铁损632-0.1733.84814.5 铁粉磁心铜损 =铁损590-0.1232.558.813.1 叠片磁心铜损 =铁损534-0.1241.368.219.7 C型铁心铜损 =铁损468-0.1439.266.617.9 单线圈铜损 铁损569-0.1444.576.625.6 带绕铁心铜损= 铁损365-0.1350.982.325 对于如图 3.6（b）所示的电路，考虑变压器损耗的情况下， 1 2 To PP R R Po Pi Pi （a） （b） R 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 17 - （c） 图图 3.6 视在功率与主电路的结构关系视在功率与主电路的结构关系 在本对于如图 3.6（c）所示电路，考虑变压器有损耗情况下， 1 22 To PP 设计中假设用肖特基二极管整流，其正向压降=0.6V，那么： DF U =(60+0.6) 13=3000 1 22 To PP 1 12 0.98 W 3.3.3 计算计算的值的值 CW AA 铁心的有效截面积与窗口面积之积是法设计的最为关键数据，其计算 C A W AAP 公式为： （3.5） 1 41 10 X T wc WfsWj P A A K K f B K 由上式算出后，可以查相关参数表得出所用磁心的型号。在确定的值 wc A A CW AA 时需要确定、 、的值。 w K f K j K 窗口使用系数是体现变压器或电感器窗口面积中铜线的实际占有的面积量。它 w K 由导线截面积、匝数、层数、绝缘漆厚度及线圈纹距等综合因素决定的。其主要是由 导线的直径和绕组数决定的，一般情况下=0.20.4，导线直径小于 0.2 毫米或者多 w K 股并绕及绕组数较大时取较小的值，本设计中取其典型值 0.4。 取 =0.4 =4.44（正弦波）=0.3 =40 w K f K w BT s fkHz 由表 3-4 查得型磁心的=468，=-0.14, 用式 3.4 计算C j KX = 1 41 10 X T wc WfsWj P A A K K f B K 1 4 1 0.14 3 3000 10 0.4 0.4 0.4 0.3 40 10468 =24 4 cm 3.3.4 匝数及绕组导线直径的确定匝数及绕组导线直径的确定 （1）确定原边绕组数，计算原边绕组公式13： （3.6） 4 10 i i fswc U N K f B A 查得3-75EI的磁心的Ac值为10.89，再代入其他参数得： =89 4 10 i i fswc U N K f B A 4 3 220 10 4.0 10 100.3 10.89 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 18 - （2）根据原边匝数计算副边匝数： =54 s N ois in on U N T U t 60 15 220 0.45 （3）导线直径的确定 由于集肤效应限制，对最大漆包线的直径和截面积有一定的要求。特别是对于转 换器，由于集肤效应的作用，使得导线的交流电阻增大，电流密度在导线界面上分布 不均匀。在越靠近导线的中心位置，电流密度就越小，在导线的表面电流密度较大， 这就使导线的等效导电截面积减小了，导致功率损耗的增大。通常采用较细的导线可 以在一定程度上减小集肤效应的影响，参考表 3.2，本设计应当选择直径为 1.4mm 的 导线绕组。 表表3.2 按集肤效应选择导线直径按集肤效应选择导线直径 (kHz) s f102050100200 (mm)d1.40.930.590.410.30 3.4 输出级的设计输出级的设计 3.4.1 输出滤波电感的设计输出滤波电感的设计 （1）电感值的确定 正激式开关电源中的输出滤波电感的作用是减小负载电流波动，本设计中正激式 转换器工作在电流连续模式下，电感电流可以近似为三角波，其平均值为，最大值 Lf I 为，最小值为，=-。设整流二极管的正向压降为 0.5。 Lfm i Lfn i Lf i Lfm i Lfn iV = maxmin= =1.22max u Dmin u D i U i U 220 1.1 220 0.9 已知=0.45，可以得出min=0.451.22=0.37max u D u D =（1-min）Ts=0.63100 =63（3.7） off T u Dusus 由的计算公式（）=(60+0.6)6310-64=0.85 f L of UU off T Lf imH （2）导线直径的选择： 考虑到集肤效应的影响，导线的直径应当做到小于2，为渗透深度 （Penetration depth） （） 。cm =（3.8 1 2 os u f 0.5 7.5 s f ） 湖南科技大学本科生毕业设计（论文） - 19 - 值与温度有关，100摄氏度时，铜的电阻率=，为空气磁导率， 6 2.3 10cm 0 u 为电流频率，表3.3为计算所得的几个典型的频率的值,从表中查得本设计的导线直 s f 径应该不大于1.5。mm 表表 3.3 典型频率的典型频率的值值 s f50Hz10kHz100kHz1MHz /cm 0.700.0750.0240.0075 3.4.2 输出滤波电容的设计输出滤波电容的设计 正激式和升压式输出级的输出滤波电容的计算式是相同的，它可以近似地由所输 出纹波电压峰值决定。这个输出纹波电压即为叠加在输出直流电压上的交流三角波。 对于正激式变换器，纹波的典型值是50 (峰峰值)，而对于升压式变换器中，200mV 的峰峰值则是比较典型的，本设计的纹波要求1，公式表达为：mVV （3.9） (max)min (min) (1) out out ripple I C fV 式中为输出端的额定电流值，单位为，为在高输入电压轻载条件下所估 out IA min 计的占空比(估计值为05是比较合理的)， 是期望的输出电压纹波峰峰值，单位 ripple V 为。V 因此，60V输出电容值为： = (max)min (min) (1) out o