基于电感耦合谐振电路的无源无线生物电测量仪.doc

指导教师评定成绩(五级制)：指导教师签字：基于电感耦合谐振电路的无源无线生物电测量仪关键词：感应、谐振、生物电、变容二极管摘要： 介绍了采用无源LC谐振传感器测量生物电的方法。该传感器由一个LC谐振回路组成，其中电容部分的组成是变容二极管与生物电电极相连后在变容二极管出结束。这样变容二极管的电容变化可以通过感应链路作为改性反射阻抗来测量。传感器本身都消耗几乎没有能量，当然在电阻和传感器组件中会有一些损耗。该传感器是制造成本低并且因为它是一个完全无源器件，它非常适合于植入的应用程序。 本文还介绍了两种不同的测量反射阻抗的方法，一种是通过斜率检测器另一种是锁相检测器。两种方法所测量出的人体ECG数据结果在本文中都会讨论。这种传感器被证明适用于测量在传感器和接收器之间存在一些动作局限的生物电。同时介绍了两种测量方法的特点和性能，仪器的测量范围即在传感器和测量的线圈之间的距离是在空气中大约5厘米。锁相测量装置似乎比斜率检测器更好，因为它的信噪比仍然在整个测量范围（距离）几乎是恒定的。1 介绍 ECG测量在传统上是在患者皮肤上连接到具有高输入阻抗的放大器的电极进行。从艾因特霍芬开始我们就一直使用这种方法。其中一个关于信号质量的限制因素是对于长时间的测量放大器输入阻抗有限。生物电在振幅上原本就很微弱所以对干扰非常敏感。有限输入阻抗在实际应用遇到的一个障碍是生物信号是通过一个电容接在一个表面阻抗很高的电击伤测量的。当然也有人建议补偿阻抗。例如Kim等人所提出的1。 现今，在硅芯片和FET输入的集成电路（IC）放大器时代，输入阻抗不再是一个问题，但有一点必须要注意，那就是信号是否在它达到高阻抗前置放大器之前被预处理，因为信号调节电子元件通常降低输入阻抗。其测量系统同时也依赖一些复杂电子设备和外部电源。这些都增加了设备的费用和尺寸。由于较大的尺寸和动力源，例如电池，该装置不适合被注入。而另一种测量生物信号的方法就是本文将要提到的。这种相比于现有设备高度简化的生物电测量仪器没有必要在测量单元增加外部电源。我们所说的测量方法是基于一种在基站或读取器设备电感耦合的LC谐振器。测量时通过利用链路属性实现并且测量装置整体上消耗的能量非常小。 类似的无源谐振电路已经被Takahata 2纳杰菲和Ludomirsky3等人用于测量心脏内血压。实际应用中感应部分是一个电容压力传感器。Coosemans等人也用相同的原理来测量眼内压 4。Filshie等人5也基于可变电容二极管，也称为变容二极管通过频率在所述谐振电路的偏移成分用无线（无线电）系统测量了禽类的心电图。尽管这个系统仍需电池供电。在Karilainen et al. 6 和 Finnberg et al. 7等人的论文中具有锯齿形延迟线的变电抗器已经被作为传感元件用于ECG测量。其方法是利用变容二极管作为电位测量部分，通过使用SAW的传感器作为延迟线来分离来自不同传感器的信号将测量结果无线传输到外部读取设备。将六根引线接入同一个读取装置，因为不同的传感器会被SAW延迟线引入的延迟混合。 霍尼阁首次在1965年用这种测量生物电的方法申请并获得了专利8。然而至今没有围绕这个问题的行动。在2007年的IEEE会议上，由塔提出了相同的测量理论9。他叙述的传感器是用来神经检测但发布时是用心电信号举例的。在本文中我们将更加彻底的讨论比较这种传感器。在一些应用中工作功率通过感应链路向测量部分传送。这使得测量装置可以变得很轻，并且容易附着植入。作者还发表了电感式电源和数据传输与生物电结合的相关论文 10,11。通过被动谐振传感器，测量所需要的功率比起传统有源放大器用于调节ECG心电图信号所需的功率大大减少。在测量模式下较低的功率需求使得工作距离变长，并且该装置对耦合系数并不敏感，这意味着较低的耦合系数就足够是装置正常运行。2 方法2.1测量装置 这种成型的测量装置由两个相互联接成为连接口建立起感应链路的单元组成的线圈。传感器不需要电池，工作起来也几乎不需要能量。这是和其他测量设备的主要区别，例如12,13。传感单元仅仅因为导线和元件的欧姆电阻而消耗极少的能量。传感器基本上是一个LC储能电路，由一个作为感应链路的线圈，一个电阻器（或电阻的导线）和一个电容器（传感器）组成。简化的读取装置和感应单元示意图如图1。通过一个感应链路连接到读取器的电路的谐振传感器可以减少为单一的电路元件X2，分别在读取电路和感应电路采用基尔霍夫第二定理： （1）图1读取器和传感器示意图方程（1）中的变量M表示变压器初级线圈和次级线圈的互感，表示读卡器与感应磁场的角频率，Z2（）表示次级（检测）电路的阻抗。次级电路的负载阻抗公式如下： （2）其中R2是导线的电阻，L2、C2分别是次级电路的电感电容。R 1表示主电路的导线的电阻，C1是初级电路的电容量的总和。从式（1）可以看出，当次级电路的阻抗发生变化，反射阻抗X2将改变。这个变化也可以在主电路测量。传感器的工作原理就是基于X2的变化的测量。2.1.1传感单元 传感单元用来记录一个生物电信号并将结果通过感应链路传送给读取器。（生物）电压通过一个与他们相连的变容电极被传感。测量结果与载波信号调制后被送到读取装置。电压可以通过一个变容二极管或者两个类似的并联电容发送用来放大电容的变化。单电容测量和双电容测量的示意图分别为图2a和2b。实验中使用的变容二极管是飞利浦半导体生产的BBY40。选择它的原因是实际应用是它的数据接近零伏并且能够进行仿真。 对于一个简单的并联（R）LC谐振电路它的谐振频率是 （3）从式（3）可以看出谐振角频率与电路电容的平方根成反比。图2 与变容二极管相连的传感单元原理图 利用两个变容二极管并联可以略微加强传感器中总电容的变化。图2所示的元件中变容二极管变化1pF，图2a单电容电路中总电容相对变化1.9%，图2b并联电容电路变化2.1%。并联电容电路同时也有一个缺点，附加的回路在输出端会与外部噪声源发生耦合。然而在对原型进行测量时，信号强度的增益使得外加噪声过载这样测量系统的总信噪比上升。 传感器由一个高频振荡单元和一个低频振荡单元组成，高频振荡提供能量和数据传输（载波信号的调制），含有变容管的低频振荡部分用来测量缓慢变换的生物电信号。传感器中的100k电阻是为了防止高频信号漏到低频回路中最终进入人体。电阻还通过降低高频信号耗散提高了谐振回路的Q值。100k电阻不仅用来作为高频滤波。他们还可以防止生物组织的低电阻短路变容二极管，这样提高了谐振回路Q值。另外，电阻和工作在零电压点附近的可变电容一起为生物电信号VBIO建立了一个高阻抗，这样信号源信号不会被测量系统加载。 当测量人的心电信号时，从皮肤表面测得的信号强度不超过4mV14 ，用绝大多数的布线结构将电极植入皮肤下5mm也不会使信号强度增加到10%以上 15。电极的半电池电位可增加一些额外的直流电压到测量信号但是在信号路径上添加电容可以在其到达变容器之前很容易的过滤掉它。如果不添加信号路径上的串联电容，电极上的半电池电势会偏置变容二极管使其进入导电模式。 传感单元只包含几个电气元件，因此尺寸非常小成本也极其低。当然我们需要一个线圈来建立读取装置和传感单元之间的感应链路。线圈尺寸收到物理条件约束：装置的工作频率与线圈直径成反比，因此增加链路的工作频率需要减小线圈的直径。这个装置最初就是为了能够移植到皮下而设计的，因此设备的工作频率应该适应植入用的医疗设备。 植入进一步约束了工作频率。身体组织会明显使到达1GHZ的信号衰退，但是由于在读取装置和传感装置之间起作用的主要是传导而不是辐射，所以人体组织引起的衰退并不是一个问题，因为人体组织的磁导率是相互统一的16。在可植入医疗应用中使用的工作频带可以从ERC / REC70-03，17中查找到。据此我们选择30-37.5MHz频带。这个频带在原型机中被使用，因为它有最高的辐射容差。原型机的工作频率设定在频带的中间约为34MHz以保证ECG足够的频率变化范围。Towe在他的论文中使用300MHz成功获得了测试结果9。由于植入线圈的尺寸应该尽量小所以工作频率的选择应该尽量高。图3.斜率检测器的检测原理。实线和虚线表示不同电容值的两周不同结果2.1.2. 读取单元 两种不同类型的读取单元都进了测试比较。第一种方案是采取相对简单的斜率检测器来测量信号，第二种是采用复杂一些的锁相检测器来测量。这两种方案的测量理念都是读出传感单元中包含未知阻抗Z2的反射阻抗。斜率检测器：当感测单元与读取装置相邻，我们可以测到反射阻抗即传感所得阻抗。操作频率在反射阻抗曲线向下斜面部分确定，参见图3。当心电信号使变容二极管的电容改变，导致检测频率的阻抗的值发生改变。当一个正电压作用在变容管（正向偏置变容二极管）其电容增加，反之亦然。 从式（3）可以看出，电容增加意味着频率降低。因此，从图3中可以看出在相同工作频率的阻抗是被降低了的。电压反向偏置的情况下减小电容会起到相反的作用，即所测阻抗增大。斜率检测器操作中电阻需要与读取装置的线圈串联来在信号测量处分压，参见图4。生物信号调制谐振电路的阻抗，阻抗反过来调制载波信号。通过包络检测器解调这个信号，我们可以检测到传感单元中心电信号的变化。阻抗曲线的上升部分也可以用这种方法来检测。很明显我们要用与传感器的值的改变方式相反的方法读出信号。 当阻抗是纯电阻式传感器不受谐振驱动，那么交流电源和测量电路之间的阻抗匹配会成为问题。由于工作频率比谐振频率要略高（或低）一点，这使得阻抗呈容性。通过调节线圈的间隔和方向可以将阻抗的虚部调节到几乎为0。只有在特定的频率和特定的距离上才可能精确的匹配阻抗。 图4.斜率检测器的示意框图 锁相检测器：他的读取功能是基于来自传感单元反向散射信号的相位锁定。当反射阻抗或信号在零度是这种读取装饰会被锁住。反射阻抗零相位的频谱就是它的谐振频率。根据6，比起振幅检测，相位检测的信噪比更好一些。读取装置的示意图见图5。 图5.锁相读取器的示意框图 图中所示的压控振荡器馈送一个震荡信号到移相器，移相器在信号进入混频器前将其移位90度。混频器的另一端输入连接到传感器的反射阻抗，它是由传感器中的LC谐振器所确定的谐振频率得到。这两个信号在混频器中混频输入一个带有直流成分的正弦信号。如果两个输入信号相位相同，输出将为0Vdc，但如果存在相位差，输出将存在一个直流非零电压。相位差是由于感应震动的频率与谐振频率不同造成的。直流电压用来控制压控振荡器，他与反馈回路一起维持积分运放输入为0V，这意味着压强振荡器的频率需要保持在谐振频率。次级电路即传感部分的共振频率可以从压控振荡器的控制电压来判断，于是传感系统的输出就是压控振荡器的控制电压。2.1.3.线圈设计 我们所提出的信号测量方法是基于主电路和次级电路的感应耦合。很明显，耦合链路的强度或者质量在整个测量系统中是一个重要的参数。 在使用34MHz作为工作频率时，连接口的尺寸不会特别小但仍可接受。将线圈接口设定为平面的这样原型机的结构会简单并且精确紧凑一些。平面结构借口可以构建在PCB板上，导线缠绕成螺旋形可以节省空间。 在PCB上使用螺旋线圈有很多好处。伴随着交流导线出现的肌肤效应是受体积大小影响的，从而说明表面积较大的导线布局在高频上的效果要由于体积大的。这就是为什么矩形线圈的PCB接口要比缠绕成圆形的线圈效果更好18。当螺旋线圈同轴放置在传感器和读取器中间是他们之间的耦合是最好的。用半径相同的螺线管会使耦合系数更好一点当然只有当同轴放置时。螺旋线圈更加耐错位19。两个线圈之间耦合的良好程度的耦合系数为k。耦合系数表示线圈的百分比耦合效率，表示为 （4）M是两个线圈的互感，L1、L2是线圈的自感20。式（4）表明，线圈间的互感越大耦合系数就越大。增加线圈的直径对系统的互感产生积极影响。但另一方面线圈直径的增加也增加了他们的自感而这又如前面所说减少了耦合系数。然而，相对于自感，互感占主导地位，所以想要得到最大的k需要通过增加线圈直径来实现。 在耦合系数方面，根据传感单元线圈的大小和距离可以求出读取设备线圈的最佳尺寸，公式如下（5） 21其中Dr和Ds分别是读取装置和传感装置线圈的直径，d是他们之间相互的同轴距离。式（5）表明当要设计得到两个线圈的最佳耦合时，实际器件的规格和环境应该是准确已知的。由于测量的活动特性，线圈之间的距离式不可控的，因此只存在局部最优的耦合。然而，从式（5）中我们得到为了得到局部最佳耦合读取装置的线圈应该大于传感装置。 确定一定最佳线圈的建模过程是非常冗长复杂的，需要再写一篇论文才能完成，因此本文中我们不予讨论。22讨论了Si衬底上的螺旋线圈的建模，我们可以从中找到建模过程中需要的绝大多数方程。在目前的情况下，建模得到的结果表明，线圈的匝数应该不超过5，因为匝数越高寄生电容和电感会越高。根据对不同的读取器传感器线圈对进行测试的到最佳的耦合方案是读取器线圈匝数为4平均直径为25.5，传感器线圈匝数也是4但直径为13.5毫米，明显小于读取器。两个线圈的距离式0.9毫米。传感器和读取器通过线圈的耦合实现了连接，线圈之间即使有小的分离其电容也很小，因为线圈的集合面积很小confrontal。读取器线圈的自谐振频率的测量结果为64MHz，这对于运行在34MHz的测量设备已经足够高所以不会干扰到测量。根据提到的线圈直径和方程（5）我们得到最佳的测量距离是21.6mm。3 结果3.1 原型机心电信号测量结果 人体上的心电图的测量是为了验证测量方法和检测设备的性能。在实验中使用的电极为Ambu A/S生产的标准湿凝胶心电图电极。两个电极放置在胸部上部，导线固定使其平行于心脏的电轴线。如此放置电极可以最大化的强化信号强度。其中一个电极被放置只是锁骨下方的胸部右侧，而另一个被放置在第7肋骨的骨间隙胸廓的左侧。这两个电极用未屏蔽的导线连接到传感单元。同时用另一个中电池供电的心电图测量仪作对比。对比装置的电极与谐振装置的电极连载一边。由于电极的物理尺寸，两个设备之间仍然存在微小的位置偏差。因此测量结果存在并不容易注意到的偏差。3.1.1用斜率检测测得的心电信号 图6为同时用我们设计的设备和传统设备测量同一个信号得到的结果。谐振测量器的信号检测装置为斜率检测器。传感器和读取器的线圈间隔是23mm。图6中有原测量信号的结果图也有将原信号通过第六度数字巴特沃思低通滤波器滤波后的图，滤波是为了衰减与测量仪器在电极和数据卡上产生耦合的50赫兹电源线的干扰。从结果来看50赫兹的干扰明显的衰减了初始信号。 调整线圈使最优测量距离大约在25毫米。通过同时控制振幅和用于产生载波信号的频率发生器的频率可以进行最优距离的调整。当线圈之间的距离比规定小，线圈之间的寄生电容变得足够高到足够添加一个显著地寄生电容到感应耦合中。根据图3我们知道寄生电容降低了反射阻抗的谐振频率，所以我们的检测点应该位于共振曲线的下半部分。这导致了在幅度谱降低也就导致信号变弱。相反如果线圈分离超过规定，耦合系数会因为互感的减小而减小。因此这也会通过减小反射阻抗而减小测量信号。图6.同一个信号用斜率检测器和谐振传感器测得心电图，线圈的同轴间隔是23毫米，电源线的50Hz干扰已经通过低通滤波器滤波掉，标准化的信号可以更好地观察两者兼得差异 读取装置和传感装置同轴分离不同距离的测量结果如图7所示。可以看出，测量信号的电平有很大的差异。表1总结了不同的测量的信号 - 噪声比（信噪比SNR）。正如预期的，距离最远的50mm测量得到了最小的SNR。然而令人惊讶的是线圈的阻抗匹配参数是如此脆弱：在23mm出的测量和在15mm和50mm处的变化几乎相等。在线圈上的最优化匹配范围的SNR是最高的（23-40毫米）。ECG信号的显著特征可以在距离23-40mm进行测量读取，心率可以在15到50mm处测量。如果分离距离超过50mm就不会得到结果。图7.谐振传感器与斜率检测器测量的心电图，传感器和读取器的间隔不同 线圈的同轴对准是通过两个偏差测试得到的：偏差10和35毫米线圈间的对称轴。这些同轴测量距离被设定在具有最高信噪比的距离即23毫米处。图8为测量结果。可以清楚地看出，同轴偏差10mm的ECG信号仍然可读，但35mm偏差的信号发生劣化导致例如p波不清晰。尽管心率可以从信号计算的到。这些测量的信噪比列于表1中。图8.10mm和35mm同轴偏差的心电图测量结果表1 斜率测量器和相位测量器信噪比测量 斜率测量器 相位检测器 距离mm SNRdB 距离mm SNRdB 同轴分离 15 36 5 59 23 65 21 59 40 56 40 62 50 33 55 56 偏差mm SNRdB 偏差mm SNRdB 同轴偏差 10 61 10 58 35 38 25 573.1.2 相位检测器的心电信号测量结果 用相位检测器可以做到与LC谐振检测器相似的测量。测量设置在3.2中叙述。在3.2.1中，线圈在第一次测量中被同轴定向并且从5m分离到55mm。在间距21mm处还有10mm和25mm的偏离。相位检测器的谐振测量仪的测量结果显示在图9。对测量距离的测试结果显示在图10。图9谐振传感器和相位检测器测得的心电图并用参考装置测量相同的信号。线圈同轴分离距离是21毫米。50Hz电源线干扰用低通滤波器过滤。 在图9中，测量结果分别以原信号形式和通过第6度巴特沃斯滤波器的结果显示，滤波可以更好地显示装置的特性。从图10中可以看出信号的振幅几乎不变，测量距离从5毫米到55毫米的变化只引起了直流电势的改变。从表1对信噪比的测量结果可以更清楚的看到这一点。直流电势的变化是因为装置的结构导致的：心电信号被读取装置以直流电压的形式读出，其幅度正比于混频信号的相位差。参见图5。由于传感器和读取器之间的距离变化，同样也是检测器相位的变化导致了谐振频率的变化。 斜率检测器在规定距离内的信噪比变化只有7dB，相比于LC谐振器最大有32dB的变化。因此可以说斜率检测器测量的反射阻抗结果更加稳定，所以更鼓励使用。这种装置可以准确读取任意测量距离的反射阻抗直到距离超过55毫米是链路失效。LC谐振器似乎对于同轴方向偏离要求更加宽松。相位检测器允许的最大偏离是25毫米而斜率检测器是35毫米。线圈同轴偏离后的测量结果在图11信噪比结果在表1。同轴偏离的测量方案同样适用于信噪比：无论信号电平的绝对值是多少，信噪比都保持一个常数不变，同时也远高于LC谐振器。图10.谐振传感器和相位检测器测量的心电图，传感器与读取器之间的距离发生改变图11.10毫米和25毫米横向偏差后用谐振传感器和相位检测器测得的心电图4 结论 我们提出了一个新型无线便携式设备可以用来测量生物电信号。测量原理依赖于读取设备和传感设备之间的耦合。通过两个变容二极管作为电极测量同时读取装置获得传感装置中的反射阻抗变化来获得测量信号。实验中我们使用了两种不同的检测方法：斜率检测和相位检测。两种测量方法的测量结果分别得图7和图10中。斜率检测器的读取距离可以达到50毫米。然而斜率检测器的信噪比会随着测量距离的增加而增加，但相位检测器在55毫米的测量跨度内信噪比几乎保持不变。 同时斜率检测器对于电容干扰的耐性要比相位检测器好。用手指去靠近线圈就能看到这个情况。手指（r80）的高介电常数改变了线圈之间的寄生电容这样相位检测器就没办法测量任何信号因为谐振频率失谐。斜率检测器的输出也会受到寄生电容的干扰但是他的可用区间较大所以能够读出测量结果。未来的任务是建立数学和电路模型再实验测试来优化线圈之间的耦合。系统的最佳频率也是需要考虑的问题。继续提高频率是可能的，这样可能会得到更好的读数范围和/或增加读取过程的可靠性。至少提高频率可以降低线圈尺寸。5 讨论 读取距离可以听过增加读取器和传感器之间的耦合系数来增大。增加耦合系数可以通过增加线圈之间的互感，例如增加线圈的直径或者匝数。这样虽然增加了自感但对于耦合系数来说互感占了主导地位。线圈在较高的频率耦合更好，但是工作频率必须低于读取装置线圈的谐振频率因为谐振频率重合会造成干扰。最佳值应该是建立在找出能够在不同距离上建立最佳连接的频率电感组合而得出的。此外，为了能够设置尺寸范围，设备的应用环境应该准确已知。当链路的工作频率与读取装置的自身谐振频率一直是，线圈之间的耦合会形成最好的链路。然而在线圈距离发生变化时就带来了一些问题。将线圈放入设置中并且让他们接近读取装置和传感装置能够得到更好的耦合。这些线圈应该调谐在传感器的谐振频率。这种方法与Kurs等人的论文观点相似23。参考文献1 K.K. 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