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内置天线技术要求52RD.com52RD.com内置天线材料为铍铜、不锈钢等其他材料，具体支撑视结构而定。铍铜（外面镀金）天线的RF 性能比较好，但是价格稍高于不锈钢材料。52RD.com内置天线性能的保证对结构要求较严，基本的要求如下，否则天线性能将受到较大影响，具体影响程度视天线的类型而定。52RD.com一般认为，PIFA 天线体积大、性能好；滑盖机必须使用此种天线进行设计。具体52RD.com要求如下：52RD.com1. PIFA 的高度应该不小于6.5mm；52RD.com2. LCM 的connector 应该布局在主板的键盘面；52RD.com3. 天线的宽度应该不小于20mm；52RD.com4. 从射频测试口到天线馈点的引线的阻抗保持在50 欧姆；52RD.com5. PIFA 天线的附近的器件应该尽量做好屏蔽；52RD.com6. 馈点的焊盘应该不小于2mm*3mm;52RD.com7. 馈点焊盘（pad）应该居顶*边；52RD.com8. 如果测试座布局有困难，也可以放在天线区域；52RD.com9. 天线区域可适当开些定位孔。52RD.com10. 内置天线周围七毫米内不能有马达，SPEAKER，RECEIVER 等较大金属物体52RD.comMONOPOLAR 天线体积稍小、性能较差，一般不建议采用。具体要求如下：52RD.com1. 内置天线周围七毫米内不能有马达，SPEAKER，RECEIVER 等较大金属物体。52RD.com2. 天线的宽度应该不小于15mm；52RD.com3. 内置天线附近的结构件（面）不要喷涂导电漆等导电物质。52RD.com4. 手机天线区域附近不要做电镀工艺以及避免设计金属装饰件等。52RD.com5. 内置天线正上、下方不能有与FPC 重合部分，且相互边缘距离七毫米以上。56. 内置天线与手机电池的间距应在5mm 以上。52RD.com52RD本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/blog/Detail_RD.Blog_Aox_6571.html射频RF天线和天线设计注意事项及比较本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_7280.htmlPIFA天线基本注意： 1：天线空间一般要求预留空间：W ，L，H其中W（15-25mm）L(35-45mm),H(6-8mm) 其中H和天线谐振频率的带宽密切相关。W、L决定天线最低频率 20mm30mm7mm。 双频（GSM/DCS）：600 68mm 三频（GSM/DCS/PCS）：700 78mm 满足以上需求则GSM频段一般可能达10dBi，DCS/PCS则01dBi。当然高度越高越好，带宽性能得到保证。 2：内置天线周围七毫米内正下方不能有马达，SPEAKER，RECEIVER 等较大金属物体。有时候有摄相头出现，这时候应该把天线这块挖空，尽量做好摄相头FPC的屏蔽（镀银糨）否则会影响到接收灵敏度。 3：内置天线附近的结构件（面）不要喷涂导电漆等导电物质。 4：手机天线区域附近不要做电镀工艺以及避免设计金属装饰件等。 5：内置天线正上、下方不能有与FPC 重合部分，且相互边缘距离七毫米以上。 6：内置天线与手机电池的间距应在5mm 以上。 7：手机PCB的长度对PIFA天线的性能有重要的影响，目前直板机天线长度75-105mm之间这个水平， 8：馈点的焊盘应该不小于2mm*3mm;馈点应该靠边缘。 9. 天线区域可适当开些定位孔！ 10 在目前的有些超薄的滑盖机中，由于天线高度不够，可以通过挖空PIFA天线下方主板的地，然后在其背面在加一个金属的片，起到一个参考地的作用，达到满足设计带宽的要求。MONOPOLAR (假天线)天线体积稍小、性能较差，一般不建议采用。具体要求如下： 1.内置天线周围七毫米内不能有马达，SPEAKER，RECEIVER 等较大金属物体。 2.天线的宽度应该不小于15m； 3.内置天线附近的结构件（面）不要喷涂导电漆等导电物质。 4.手机天线区域附近不要做电镀工艺以及避免设计金属装饰件等。 5.内置天线正上、下方不能有与FPC 重合部分，且相互边缘距离七毫米以上。 6.内置天线与手机电池的间距应在5mm 以上。 7：Monopole必须悬空，平面结构下不能有PCB的Ground，一般内置天线必须必须离主板3mm（水平方向）,在天线正下放到地的高度必须保证在5mm（垂直方向）以上，可以把主板天线区域的地挖空，目前在超薄的直板机上基本上是满足这个要求， 8：由于MONOPOLES天线没有参考地，SAR一般比PIFA天线大，这是测试的难点，但是效率比PIFA天线高。 3：陶瓷天线 总结： 多模手机对多频段天线的要求，Monopole的大带宽和高增益，足以应付3G时代跨越2GHz的几百兆带宽需求。内置平面Monopole结构灵活，易于与当今多变的手机结构相配合，特别是在目前市场流行的超薄超小的直板机发挥重要作用 本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_7280.html手机整机厂商检验手机外置天线产品参数是否合格的简便方法52RD.com手机整机厂商检验手机外置天线产品参数是否合格的简便方法：52RD.com52RD.com（1）频率范围（frequency range）用校正过单端口S11的网络分析测S11小于 -1 0 dB的范围涵盖所需频段为合格。52RD.com52RD.com（2）阻抗（impedance）用较正后的网络分析仪测阻抗密斯圆图上，（0，0）是匹配点（50 ）。52RD.com52RD.com（3）回波损耗（return lose）测量方法与频率的测量相同，带内回损-10 dB。52RD.com52RD.com（4）电压驻波比（VSWR）用网络分析仪测，先较正单端口S11,按Format 后测SWR。52RD.com52RD.com（5）增益（gain）需在隔离度优于-80 dB的屏蔽室（chamber）中进行测量。在手机以天线连接到PCB接口处引一个RF cable出来，加信号发时，用标准天线测待测天线发射出来的功率（近场测试）。所得测试及功率除以加到天线到PCB接口处信号的功率即为增益。52RD.com52RD.com（6）额定功率（power rating）需要在隔离度优于-80 dB的屏蔽中测量。取手机一部装上SIM卡和电池，开机使手机处于发射状态，用标准天线作近场测量。测出的功率为额定功率。52RD.com52RD.com（7）极化方向(polarization) 可用垂直极化（vertical polarization）标准天线测量。如果被测天线是水平极化（horizontal polarization），那垂直标准极化天线几乎收不到信号。52RD.com52RD.com3结语52RD.com52RD.com现在人们为了手机外壳的简约美观而去掉外置式天线，因此手机天线向内置式发展，但内置天线增益较低，造成手机收发性能不好，在基站信号较弱的地方容易断话。故手机外置式天线在手机业中仍占有一席之地，研究并做好、做小手机外置式天线仍是市场的需求。本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6554.html手机RF设计中面临的几个难点及解决方法一、 关于手机RF干扰问题的解决 52RD.com52RD.com针对GSM手机的RF干扰问题，刘俊勇指出，GSM 手机是TDMA工作方式，RF收发并不是同时进行的，减少RF干扰的基本原则是一定要加强匹配和隔离。52RD.com52RD.com52RD.com在设计时要考虑到发射机处于大功率发射状态，与接收机相比更容易造成干扰，所以一定要特别保证功率放大器(PA)的匹配。另外RF前端滤波器的隔离也是一个 重要的指标。PCB板一般是6层或8层，必须要有足够的接地面以减少RF干扰。 52RD.com52RD.com他特别强调射频系统会对数字基带(DBB)、模拟基带(ABB)等产生电磁干扰，而加强射频屏蔽是一个有效的措施。他还指出，手机与基站通信中产生的TDMA噪声、突发噪声会给基带的话音处理中带来比较明显的噪声，应该注意去除这类噪声。另外，TDMA噪声主要影响手机的语音部分，因而要注意语音部分的PCB布局和布线。 52RD.com52RD.com有工程师指出PA的匹配滤波有一定抑制杂散辐射的能力，但它还是有局限性，是否有其它解决方法？对此刘俊勇表示，可以选择好的前端滤波器以加强带外抑制。关于如何解决RF的电源干扰以及如何选用RF的LDO，刘俊勇回答说首先必须确定RF电源已经被很好地滤波，其次有必要的话最好是不同的RF线路使用独立的电源。在选用RF的LDO时要注意考虑它的驱动电流、输出噪声及纹波抑制等特性。 52RD.com52RD.com二、 关于如何选择射频芯片 52RD.com52RD.com有工程师询问在选择射频芯片的时候主要是看那些方面的指标？对于3阶截点和1db增益压缩点而言，是越大越好吗？另外，在整体设计手机系统的时候，怎么样考虑射频芯片的电磁兼容性能？ 52RD.com52RD.com刘俊勇指出，对接收机而言，要考虑的参数是接收灵敏度、选择性、阻塞、交调等。对发射机而言，要考虑的参数是输出功率、频谱特性、杂散、频率相位误差等。 52RD.com52RD.com对于3阶截点和1db增益压缩点，并不是越大越好，而是足够满足设计要求即可，因为必须考虑成本因素，越大就意味着芯片的价格越高。在考虑射频芯片的电磁兼容性能时必须加强射频屏蔽。 52RD.com52RD.com三、 关于手机前端设计 52RD.com52RD.com有工程师询问，手机接收前端放大需考虑什么因素来设计，要求至少放大多少dB，TI公司相对应的器件如何找到？在电池容量一定的情况下主要可从哪几方面使待机时间增加？ 52RD.com52RD.com对第一个问题，刘俊勇指出需要考虑手机接收前端LNA的增益、P1dB、IP3、NF以及频率范围等，在TI方案中，增益一般是17dB 左右。TI有超外差零中频方案，可以登录查询有关信息。对第二个问题他说，首先要考虑RX、DBB、ABB工作模式下的功耗，对这些模块，不同的解决方案有不同的功耗，其次要考虑这些方案的功率电源管理机制，好的方案会在空闲模式中关掉尽可能多的功能。 52RD.com52RD.com对于如何确定手机接收机前端滤波器带宽，刘俊勇指出手机接收机前端滤波器带宽根据接收频率的带宽来决定，必须保证带内信号以最小的插损通过，不被滤除掉。例如，GSM900接收机频率范围为880-915MHz，EGSM900 的范围为 RX：925-960MHz，TX：880-915MHz。 52RD.com52RD.com有工程师提出在校准AGC参数的时候，如何更好地兼顾不同信道的增益平坦度？刘俊勇回答说首先要考虑前端部分的频带平坦度，在此基础上，可以将整个RX频带划分成若干子带以补偿带内波动。关于手机内采用N分数锁频技术锁相环的时间控制在多少秒为宜，刘俊勇指出锁定时间取决于具体应用，小于250us可以满足GPRS class 12 的要求。而周小明特别指出可以从和网站下载手机设计方案知识。 52RD.com52RD.com摘自 电子工程专辑本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6553.html从阻抗匹配解析射频传输线技术（1）本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6540.html传输线设计是高频有线网络、射频微波工程、雷射光纤通信等光电工程的基础，为了能让能量可以在通信网路中无损耗地传输，良好的传输线设计是重要关键。 无线通信加上视频技术将成为未来的明星产业，要达到这个目标，负责传送射频微波信号的介质除空气之外，就是高频的传输线。人类目前无法控制大气层，但是可以控制射频微波传输线，只要设法使通信网路的阻抗能相互匹配，发射能量就不会损耗。本文将从阻抗匹配的角度来解析射频微波传输线的设计技术。 驻波比（SWR）两频率相同、振幅相近的电磁波能量流（energy flows）面对面地相撞（impinge）在一起，会产生驻波（standing wave），这种电磁波的能量粒子在空间中是处于静止（stand）状态（motionless）的，此暂停运动的时间长度比两电磁波能量流动的时间要长。因为驻波的能量粒子是静止不动的，所以，没有能量流进驻波或从驻波流出来。上述叙述较抽象，但是这里举个类似的例子，就可说明什么是驻波：做个物理实验，将两个口径、流速都相同的水管，面对面相喷，在两水管之间将会激起一个上下飞奔的水柱，这个水柱就是驻波。如果是在无地心引力的空间中，这个水柱将静止在那里不会坠地。 电磁波在传输在线流动，入射波和反射波相遇时就会产生驻波。驻波比（standing wave rate；SWR）是驻波发生时最大电压和最小电压的比值（VSWR），或最大电流和最小电流的比值(公式一)：SWR = (VO + VR)/ (VO - VR) = (IO + IR)/ (IO - IR) = 1/ 1WR可以被用来判定传输线阻抗匹配的情况：当SWR=1时，表示没有反射波存在，电磁波能量能完全传递到负载上，也就是传输线阻抗完全匹配；当SWR=时，表示VO = VR或IO = IR，电磁波能量完全无法传递到负载上，传输线阻抗完全不匹配。SWR测量仪是高频传输线、发射机（transmitter）、天线工程师常使用的参数，与它类似的是应用在有线电视缆线（Cable TV cable）的返回耗损（Return Loss）或称作dBRL。两者的差别有二：(1)dBRL=0表示阻抗完全不匹配，dBRL=表示阻抗完全匹配。(2)SWR测量仪是以发射机为信号来源，自己并没有发射源，但dBRL测量仪是用自己的发射源来测量缆线的阻抗匹配情况。史密斯图（Smith Chart）介绍：为了达到阻抗匹配的目的，必须使用史密斯图。此图为P. Smith于1939年在贝尔实验室发明的，直到现在，它的图形仍然被广泛地应用在分析、设计和解决传输线的所有问题上。它能将复数的负载阻抗（complex load impedance）映射（map）到复数反射系数（complex reflection coefficients）的平面上，这种映射过程称作正常化（normalization）。如(图一)所示，大小不同的圆弧代表实数（rL）与虚数（xL）的大小，越往右边阻抗越大，越往左边阻抗越小。乍看之下，史密斯图很类似极坐标（polar coordinate），不过，它的X-Y轴坐标分别是r和i，而且= |ejr =r + ji ，r代表实数（real number），i代表虚数（image number）。在图一中，中心线为电阻值，中心线上方区域为感抗值，中心线下方区域为容抗值，直径和中心线重迭的圆代表不同的实数（rL），中心线两旁的圆弧代表不同的虚数（rL）。正常化负载阻抗（normalized load impedance）zL = ZL/Z0= 1+/1-，zL= rL+jxL，其实zL就是史密斯图上的复数，它没有计量单位（dimensionless），是由实数rL和虚数xL构成的。负载阻抗ZL就是由小写的zL映射到复数反射系数平面上的。史密斯图的圆心代表=0，zL=1，ZL= Z0，负载阻抗匹配，如(图三)所示。将阻抗转换到平面后，就能得出代表传输线匹配或不匹配的反射系数（公式二）：=ZL-Z0ZL+Z0 图一史密斯Z坐标图图二无耗损传输线电路在上式中，就是（电压）反射系数，它的定义是：反射波（reflected voltage wave）的电压振幅与入射波（incident voltage wave）的电压振幅之比值；ZL是负载阻抗（load impedance），Z0是特性阻抗（characteristic impedance）。当ZL = Z0时，达到阻抗匹配，为零。如(图二)所示，假设ZL = Z0，电压源（Vg）产生的功率几乎可以完全供给负载使用，而从负载反射回电压源的功率非常小。对负载应用而言，必须设法求得特性阻抗，并使负载阻抗等于它。亦即，在图三中的必须尽量在绿色区域之中。图三也称为珈玛坐标图（Gamma-centric chart），有别于图一的Z坐标图（Z- centric chart）。图三史密斯坐标图本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6540.html从阻抗匹配解析射频传输线技术（2）本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6542.html理想的无耗损（lossless）传输线是依据下列公式来转换负载阻抗ZL（公式三）：Z = Z0ZL cos(l 2/) + j Z0 sin(l 2/)Z0 cos(l 2/) + j ZL sin(l 2/)在上式中，l是无耗损传输线的长度，l 2/是此传输线长度与波长相比的角度值（radian）。从上式和图二中，可以得出下列重要的结论：(1)如果ZL = Z0，则无论传输线的长度大小为何，输入端阻抗Z或Zin永远等于特性阻抗Z0。(2)Z是以/2为单位做周期变化。(3)正常化输入阻抗（normalized input impedance）zin=Zin/Z0= 1+l/1-l，其中，l 的振幅与电压反射系数的振幅一样，但是相角差2l（=2/），l是传输线长度。所以，l被称为相移电压反射系数（phase-shifted voltage reflection coefficient），而且l =e-j2l。因此，如果转换成（transform）l，zL就被转换为zin了，在史密斯图上的反射系数角位（angle of reflection coefficient in degrees）是以顺时钟方向，随传输线长度l由0最大增加到0.5，这个方向上的刻度称为波长朝产生器（wavelengths toward generator；WTG）方向的刻度，有别于逆时钟方向的波长朝负载（wavelengths toward load；WTL）方向的刻度。(4)在史密斯图的圆心处划一个圆，它将和实数轴与虚数轴相交于数个点，每个点与圆心的距离相等，这个圆称作常数圆；也叫作驻波率（standing-wave ratio；SWR）圆，这是因为驻波率S=1/ 1。如果今天已知传输线长度l和zL，利用史密斯图，就可以很快地求出zin。(5)纯电阻窄频匹配（resistive narrowband match）时，驻波率刚好等于rL和驻波率圆相交的右边接点Pmax。虽然rL和驻波率圆相交的接点有两个Pmax和Pmin，但是左边接点Pmin的rL值小于1，而且驻波率必须大于或等于1，所以Pmin不予考虑。藉由史密斯图和已知的负载阻抗，就可以很快地求得在传输在线最大电压或最小电流、最小电压或最大电流的位置。上述功能，说明了利用史密斯图就能得到负载的复数阻抗之匹配值。 阻抗（impedance）和导纳（admittance）的转换在解决某些类型的传输线问题时，为求方便起见都使用导纳来表示。导纳是阻抗的倒数，其数学定义是：Y=1/Z=G+jB，G称作电导（conductance），B称作电纳。正常化导纳y是正常化阻抗z的倒数，所以y=1-/1+。如果在史密斯图上顺时钟移转 /4（互成反方向），zL将转换成zL。虽然，Y参数（=YV）的导纳和Z参数（V=Z）的阻抗，都只能代表低频电路的特性，但是与代表高频电路特性的S参数（V-=SV+）类似的Y参数是由四种导纳变数构成的，藉由Y参数（一般是从所测量的S参数转换而来）可以得到晶体管闸阻抗之值，这在深次微米设计中是非常重要的。S参数是被用来表示射频微波多端口网络（multiple network）中多电波的电路特性。 史密斯图应用范例应用上述原理和方法，将一般的50-无耗损传输线之一端接有负载阻抗ZL =（25+j50），使用史密斯图可以得到：(1)电压反射系数：zL= ZL/Z0=（25+j50）/50=0.5+j1，从史密斯图中可以查出反射系数的相角为83，用尺可以量得反射系数的振幅为0.62；所以，电压反射系数= 0.62ej83。(2)电压驻波比（SWR）：使用圆规在史密斯图上，以=0为圆心，划一个圆（驻波率圆）通过0.62ej83，这个圆和r相交在两点，其中一点的rL值大于1，为4.26，亦即电压驻波比S=4.26。 本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6542.html从阻抗匹配解析射频传输线技术（3）本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6543.html(3)距负载最近的最大电压与最小电压的位置：最大电压在驻波率圆和r相交的点上，查史密斯图，此点的位置是0.25，负载的位置是0.135，所以它和负载的距离是lmax=0.25-0.135=0.115；最小电压和最大电压的距离差0.25，所以它和负载的距离是lmin=0.115+0.25=0.365。(4)若此传输线长度为3.3，可求出其输入阻抗和输入导纳：3.3除以0.5后剩余0.3，从负载阻抗在史密斯图上的位置顺时钟移动（WTG）0.3，就是输入阻抗的位置。因此，输入阻抗的位置是在0.135+0.3=0.435直线上，它与驻波率圆相交于一点，查史密斯图，此点即是正常化输入阻抗zin=0.28-j0.4，经转换可求得输入阻抗Z in=zinZ0=(0.28-j0.4)*50=(14-j20)；从zin顺时钟移动0.25并与驻波率圆相交于一点，可以得到正常化输入导纳yin=1.15+j1.7，经转换可求得输入导纳Yin=yinY0=yin/ Z0=(1.15+j1.7)/50=（0.023+j0.034）S（全名为Siemens，是导纳的基本计量单位）。使用史密斯图反求负载阻抗假设：只知道一条50无耗损传输线的驻波比S=3，距负载最近的最小电压位置是5cm，其次是20cm，试求负载阻抗。解决方法：因为最小电压的间距为 / 2，所以， = 40cm。距负载最近的最小电压在史密斯图上的位置就是5/40=0.125。在史密斯图上划驻波率圆，半径为3，此圆与r相交于两点，rL值小于1的点就是距负载最近的最小电压，在驻波率圆上，从此点逆时钟移动0.125，可以得到负载的正常化阻抗zL=0.6 - j0.8。经转换后，就可得出负载阻抗ZL=Z0*zL=(30 - j40)。 阻抗匹配阻抗匹配是电路学里的重要议题，也是射频微波电路的重点。一般的传输线都是一端接电源，另一端接负载，此负载可能是天线或任何具有等效阻抗ZL的电路。传输线阻抗和负载阻抗达到匹配的定义，简单说就是：Z0=ZL。在阻抗匹配的环境中，负载端是不会反射电波的，换句话说，电磁能量完全被负载吸收。因为传输线的主要功能就是传输能量和传送电子讯号或数字数据，一个阻抗匹配的负载和电路网络，将可确保传输到最终负载的电磁能量值能达到最大量。 最简单的阻抗匹配方法是设计负载电路使其满足ZL= Z0的条件。可惜这是理想的情况，在设计实务上，因为负载电路必须先满足其它必需的条件，否则负载电路就无法提供应用所需的性能，这通常都会影响它和传输线的阻抗匹配。解决方案是在传输线与最终负载之间加入阻抗匹配网络（impedance-matching network），加入此网络的目的就是为了减少传输线和此网络之间的电波反射作用。如果阻抗匹配网络是无耗损的，而且其输入阻抗ZL等于传输线的特性阻抗Z0，则能量将可以透过它全部到达负载端。阻抗匹配网络可以由数个集成组件（lumped elements）或具有特定长度和终端方式（短路或开路）的数节（sections）传输线构成。若是使用集成组件，通常是选用电容和电感，而不用电阻，这是为了避免奥姆耗损（ohmic losses）。因为阻抗匹配网络必须将负载阻抗ZL= RL +jXL的RL、XL分别与传输线特性阻抗Z0相对应的电阻与电抗值匹配，为了达到这两种转换，它至少需要两个调整参数或两个自由度（two degrees of freedom）。(图四)是单株短路线（shorted single-stub）阻抗匹配网络，其等效电路如(图五)所示。两个自由度是由图四中，长度各为d和l的两节传输线提供的。 图四单株短路线阻抗匹配网络 本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6543.html从阻抗匹配解析射频传输线技术(4)本文来自：我爱研发网(52RD.com) - R&D大本营详细出处：/Blog/Detail_RD.Blog_Aox_6544.html因为此单株阻抗匹配网络是以并联的方式形成，所以也称作分路脚线（shunt stub）。计算它时，使用导纳Y会比使用阻抗Z方便。其匹配程序是由两个基本步骤构成的：(1)选定d的长度：藉此将负载导纳YL转换成Yd，Yd = Y0 + jB。(2)选定l的长度：藉此将输入导纳Ys转换等于-jB。如图五所示，因为Yin= Yd+Ys，所以输入的等效导纳Yin= Y0，这就达到阻抗匹配的目的了。简单地说，阻抗匹配网络的目的就是要消除输入阻抗的电抗（reactance）X值。图五单株短路线阻抗匹配网络的等效电路 阻抗匹配网络设计范例一条50无耗损传输线一端连接天线，此天线的阻抗是ZL=（25-j50），试求单株短路脚线的位置和长度d和l。解决方法如下：(1)求得正常化负载阻抗zL=ZL/Z0=0.5 - j1，在史密斯图中可以找到zL的位置。(2)以圆规在史密斯图上，以zL的振幅为半径划驻波率圆。(3)在zL相反方向的驻波率圆上，可以找到负载导纳yL=0.4+j0.8，