电力电子技术课程设计直流双极式可逆PWM调速系统.doc

目 录 1 任务分析 .1 1.1 概述 .1 1.2 双闭环调速系统的结构图 .2 1.3 桥式可逆 PWM 变换器的工作原理 .2 1.4 PWM 调速系统的静特性.4 2 电路设计 .5 2.1 给定及偏移电源5 2.2 双环调节器电路 .6 2.2.1 电流调节器.6 2.2.2 转速调节器.6 2.3 信号产生电路 .7 2.4 驱动电路 .9 2.5 转速及电流检测电路10 3 调节器的参数整定 .11 3.1 电流调节器参数的计算 .11 3.2 转速调节器参数的计算 .12 3.3 参数的校验 .13 3.3.1 电流参数的校验13 3.3.2 转速参数的校验14 3.3.3 校验退饱和转速超调量15 4 心得体会 .16 参考文献 .17 附录 .18 直流双极式可逆 PWM 调速系统设计 1 任务分析 1.1 概述 采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成脉宽调制变换器直流电动机调速系 统，简称直流脉宽调速系统或直流 PWM 调速系统。脉宽调制变换器是把脉冲宽度进行调 制的一种直流斩波器，脉宽调制，是利用电力电子开关器件的导通与关断，将直流电压 变成连续的直流脉冲序列，并通过控制脉冲的宽度或周期达到变压的目的。与 V-M 系统 相比，PWM 系统在很多方面有较大的优越性： 1）主电路线路简单，需用的功率器件少。 2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。 3）低速性能好，稳态精度高，调速范围宽，可达 1：10000 左右。 4）若是与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗干扰能力强。 5）功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适中时，开关损耗也不 大，因而装置效率高。 6）直流电流采用不控整流时，电网功率因素比相控整流器高。 由于有以上优点直流 PWM 系统应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能中， 已完全取代了 V-M 系统。为达到更好的机械特性要求，一般直流电动机都是在闭环控制 下运行。经常采用的闭环系统有转速负反馈和电流截止负反馈。 1.2 双闭环调速系统的结构图 直流双闭环调速系统的结构图如图 1 所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转 速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制 PWM 装置。其中 脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率 一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速， 达到设计要求。 总体方案简化图如图 1 所示。 ASRACRPWMKs R 1/Ce Un*Ui*n Id - - 图 1 双闭环调速系统的结构简化图 1.3 桥式可逆 PWM 变换器的工作原理 脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率 一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。 桥式可逆 PWM 变换器电路如图 2 所示。这是电动机 M 两端电压的极性随开关 AB U 器件驱动电压的极性变化而变化。 MG MOT OR DC VT1 VT2 VD1 VD2 VT3 VT4 VD3 VD4 Ug1 Ug2 Ug3 Ug4 Us 图 2 桥式可逆 PWM 变换器电路 双极式控制可逆 PWM 变换器的四个驱动电压波形如图 3 所示。 O O O O Ug1Ug4 Ug2Ug3 UAB Us -Us id id1 id2t t t t tonT tonT 图 3 PWM 变换器的驱动电压波形 他们的关系是：。在一个开关周期内，当时，晶体 1423gggg UUUU 0 on tt 管、饱和导通而、截止，这时。当时，、截止， 1 VT 4 VT 3 VT 2 VT ABs UU on ttT 1 VT 4 VT 但、不能立即导通，电枢电流经、续流，这时。在一个 3 VT 2 VT d i 2 VD 3 VD ABs UU AB U 周期内正负相间，这是双极式 PWM 变换器的特征，其电压、电流波形如图 2 所示。电动 机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，则的平 2 on T t AB U 均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，平均 2 on T t 输出电压为零，则电动机停止。 双极式控制可逆 PWM 变换器的输出平均电压为 2 1 ononon dss tTtt UUU TTT 如果定义占空比，电压系数 on t T d s U U 则在双极式可逆变换器中 21 调速时，的可调范围为 01 相应的。当时，为正，电动机正转；11 1 2 当时，为负，电动机反转；当时，电动机停止。但电动机停止时电 1 2 1 2 0 枢电压并不等于零， 而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值 等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好 处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所 谓“动力润滑”的作用。 双极式控制的桥式可逆 PWM 变换器有以下优点： 1）电流一定连续。 2）可使电动机在四象限运行。 3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。 4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。 1.4 PWM 调速系统的静特性 由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压 平衡方程如下 . d sd di URiLE dt (0) on tt d sd di URiLE dt () on ttT 按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一 个周期内的电压都是，平均电流用表示，平均转速，而电枢电感压 ds UU d I/ e nE C 降的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成 d di L dt sdde URIERIC n 则机械特性方程式 0 s dd eee URR nInI CCC 2 电路设计 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图 4 所示。PWM 变换器的直流电源由交流电 网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容滤波，以获得恒定的直流电压。由于 6 C s U 电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极 管，为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻 Rz，合上电源后，用延时开 关将 Rz 短路，以免在运行中造成附加损耗。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能 回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电 压” 。为了限制泵升电压，用镇流电阻 Rx 消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接 通。 5 VT M A B C 入 入 VD1 VD2 VD3 VD4 VD5VD7VD9 VD8VD6VD10 Rz VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 C6 Rx 图 4 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路 2.1 给定及偏移电源 此电路用于产生15V 电压作为转速给定电压以及基准电压，如图 5 所示： T1 1 2 3 4 BRID GE1 LM7815 IN OUT GND LM7915 INOUT GND C1 2200uF C2 2200uF C3 10uF C4 10uF C6 104 C5 104 RPn 220V 18V 18V +15V -15V Un* 图 5 给定及偏移电源电路 2.2 双环调节器电路 为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输 出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。 2.2.1 电流调节器 由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。 此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数，以0.002s oi T 滤平电流检测信号为准。为了平衡反馈信号的延迟，在给定通道上加入同样的给定滤波 环节，使二者在时间上配合恰当。 R0/2R0/2 R0/2R0/2 Ri Rbal Ci Coi Coi Uc Ui* -Ui 图 6 转速反馈电路 2.2.2 转速调节器 转速反馈电路如图 7 所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此 也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数。根据和电流环一样的道理，在转0.012s on T 速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。 R0/2R0/2 R0/2R0/2 Rn Rbal Cn Con Con Ui* Un* -Un 图 7 转速反馈电路 2.3 信号产生电路 PWM 生成电路如图 8 所示，SG3524 生成的 PWM 信号经过一个非门转为两路相反 的 PWM 信号，为了确保上下两桥臂不会直通发生事故，中间加入电容、进行逻辑 1 C 2 C 延时，后面再加上非门和与门构成的电路。 入 入 入 入 RT CT OSC IN- IN+ Vref & & SG3524 R3 R4 R5 R6 C1 C2 C3 PWM1 PWM2 Vss 图 8 PWM 生成电路 本设计采用集成脉宽调制器 SG3524 作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中 IGBT 的开关频率，选择适当的、值即可确定振荡频率。由初始条件知开关频率为 t R t C 10kHz，可以选择，。 12k t R 0.01uF t C 电路中的 PWM 信号由集成芯片 SG3524 产生，SG3524 可为脉宽调制式推挽、桥式、 单端及串联型 SMPS(固定频率开关电源)提供全部控制电路系统的控制单元。由它构成的 PWM 型开关电源的工作频率可达 100kHz,适宜构成 100-500W 中功率推挽输出式开关电 源。SG3524 采用是定频 PWM 电路,DIP-16 型封装。 由 SG3524 构成的基本电路如图 9 所示，由 15 脚输入+15V 电压，用于产生+5V 基准 电压。9 脚是误差放大器的输出端，在 1、9 引脚之间接入外部阻容元件构成 PI 调节器， 可提高稳态精度。12、13 引脚通过电阻与+15V 电压源相连，供内部晶体管工作，由电流 调节器输出的控制电压作为 2 引脚输入，通过其电压大小调节 11、14 引脚的输出脉冲宽 度，实现脉宽调制变换器的功能实现。 R1 Rt R2 C1 Ct 16153 12 13 11 14 10548769 1 2 SG3524 Uc Uc1 Uc2 +15V 图 9 SG4532 管脚构成的电路图 SG3524 的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块内部的斜波发生器、 PWM 比较器、T 型触发器等以及通过 16 脚向外均提供+5V 的工作电压和基准电压,振荡 器先产生 0.6V-3.5V 的连续不对称锯齿波电压 Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非 门,并由 3 脚输出。振荡器频率由 SG3524 的 6 脚、7 脚外接电容器 CT 和外接电阻器 RT 决定,其值为:f=1.15/RTCT。考虑到对 CT 的充电电流为(1.2-3.6/RT 一般为 30A-2mA),因 此 RT 的取值范围为 1.8k100k,CT 为 0.001F0.1F,其最高振荡频率为 300kHz。 开 关电源输出电压经取样后接至误差放大器的反相输入端,与同相端的基准电压进行比较后, 产生误差电压 Vr,送至 PWM 比较器的一个输入端,另一个则接锯齿波电压,由此可控制 PWM 比较器输出的脉宽调制信号。 2.4 驱动电路 IGBT 驱动采用了集成芯片 IR2110，IR2110 采用 14 端 DIP 封装，引出端排列如图 10 所示。 HO UB Us Nc Vcc COM NC VSS LIN SD HIN VDD NC LO 图 10 IR2110 管脚图 它的各引脚功能如下： 脚 1（LO）是低端通道输出； 脚 2（COM）是公共端； 脚 3（Vss）是低端固定电源电压； 脚 5（Us）是高端浮置电源偏移电压； 脚 6(UB)是高端浮置电源电压； 脚 7（HO）是高端输出； 脚 9（VDD）是逻辑电路电源电压； 脚 10（HIN） 、脚 11（SD） 、脚 12（LIN）均是逻辑输入； 脚 13（Vss）是逻辑电路地电位端外加电源电压，其值可以为 0V； 脚 4、脚 8、脚 14 均为空端。 IGBT 驱动电路如图 11 所示。IR2110 采用 HVIC 和闩锁抗干扰 CMOS 工艺制作，具 有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的 CMOS 输出兼容；浮置电源采用自举 电路，其工作电压可达 500V，du/dt=50V/ns，在 15V 下的静态功耗仅有 1.6mW；输出的 栅极驱动电压范围为 1020V，逻辑电源电压范围为 515V，逻辑电源地电压偏移范围 为5V5V。IR2110 采用 CMOS 施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。推挽式 驱动输出峰值电流2A，负载为 1000pF 时，开关时间典型值为 25ns。两路匹配传输导通 延时为 120ns，关断延时为 94ns。IR2110 的脚 10 可以承受 2A 的反向电流。 PWM1PWM2 VbHOVsLO HINLINSD COM Vb HO VsLO HINLIN SD COM IR2110 R9 R10 R11R12 VD10 VD11 IR2110 C4 C5 PWM1PWM2 Ug1Ug2 Ug3Ug4 VssVss 图 11 IGBT 驱动电路 2.5 转速及电流检测电路 转速检测电路如图 12。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速 成正比的负反馈电压，与给定电压相比较后，得到转速偏差电压输送给转速 n U * n U n U 调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如 图 12 所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。 TG MOT OR DC RPn Un + 图 12 转速检测电路 通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图 13 所示。 3 调节器的参数整定 电流调节器以及转速调节器的电路结构如图 13 所示，由单刀双掷开关控制电机转向， 滑动变阻器 RP1、RP2 分别调节正反转时的转速，RP3 可以改变电流的限幅值，下面分别 按设计要求计算电路中的各个参数。 转速反馈系数 10/0.01min/ N V nVr 电流反馈系数 10/1.50.06/ N VIVA RP1 +15V -15V Ro/2Ro/2 Ro/2Ro/2 Coi Coi Con Con Rn Rbal1 Cn RiCi Ro/2Ro/2 Ro/2Ro/2 Rbal2 RP3 R1 - + - + R2 RP2 入 入 入 入入 入 入 入 入 入 入 入 图 13 电流调节器以及转速调节器的电路 计算调节器参数之前，先根据电动机的额定参数计算电动势系数，额定状态运行时 NNaeN UI RC n 于是可得 220 100 0.4 0.18min/ 1000 NNa e N UI R CVr n 3.1 电流调节器参数的计算 电流调节器按典型型系统设计，根据无净差要求，选用 PI 调节器。 先确定电流环时间常数 电流滤波时间常数0.002 oi Ts PWM 调压系统的滞后时间0.0001 s Ts 电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理，取 i 0.0021 soi TTTs 调节器传递函数 1 ( ) i ACRi i s WsK s 式中 电流调节器的比例系数； i K 电流调节器的超前时间常数。 i ACR 超前时间常数0.03 il Ts 电流开环增益:因要求，故应取，因此5% i i 0.5 I K T 1 i 0.50.5 238.1 0.0021 I Ks T 于是 ACR 的比例系数为 0.03 0.4 238.11.19 0.06 40 ia iI s R KK K 计算电流调节器的电路参数 调节器原理图如图 13 所示按所用运算放大器，取40 o Rk 各电阻和电容值计算如下： 1.19 4047.60 iio RK Rk 3 /(0.03/47.60) 100.63 iii CRF 3 4/(4 0.002/40) 100.20 oioio CTRF 3.2 转速调节器参数的计算 首先确定转速环时间常数 电流环等效时间常数 i 20.0042Ts 转速滤波时间常数，根据测速发电机的纹波情况取； on T0.01 on Ts 转速环小时间常数，按小时间常数尽速处理取 n T ni 20.0420.010.0142 on TTTs 根据设计要求，转速环应该设计为典型型系统，调节器也采用 PI 型，其传递函数 为 1 ( ) n ASRn n s WsK s 根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取5h 则 ASR 超前时间常数 n 5 0.01420.071 n hTs 转速环开环增益 222 16 595.12 22 25 0.0142 N n h K h T 于是 ASR 的比例系数为 n (1)6 0.06 0.18 0.1 11.4 22 5 0.01 0.4 0.0142 em n a hC T K h R T 调节器原理图如图 13 所示，按所用运算放大器，取40 o Rk 各电阻和电容值计算如下： 11.4 40456 nno RK Rk 3 /(0.071/456) 100.16 nnn CRF 3 4/(4 0.01/40) 101 onono CTRF 3.3 参数的校验 3.3.1 电流参数的校验 校验近似条件： 电流环截止频率 1 238.1 ciI Ks 校验 PWM 调压系统传递函数的近似条件是否满足。 1 3 ci s T 因为，所以满足近似条件。 11 3333.33 33 0.0001 ci s T 校验忽略反电动势对电流环影响的近似条件是否满足。 1 3 T ci ml T 现在，满足近似条件。 11 3344.72 T0.15 0.03 ci ml T 校验小时间常数近似处理是否满足条件。 11 3 ci soi TT 现在，满足近似条件。 1 1111 745.36 330.0001 0.002 ci soi s TT 按照上述参数，电流环满足动态设计指标要求和近似条件。 3.3.2 转速参数的校验 校验近似条件： 转速环截止频率 1 595.12 0.07142.25 cnNn Ks 校验电流环传递函数简化条件是否满足。 n 1 5 cn T 现在，满足简化条件。 1 i 11 95.24 55 0.0021 cn s T 校验小时间常数近似处理是否满足。 i 11 32 cn on T T 现在，满足近似条件。 i 1111 51.43 3232 0.01 0.0021 cn on T T 3.3.3 校验退饱和转速超调量 当 h=5 时，查表得，n=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性系统 计算的，而突加阶跃给定时，ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按 ASR 退饱和的 情况重新计算超调量。 设理想空载起动时，负载系数 z=0，已知直流电机参数：PN10 KW，UN220 V，IN100 A，nN1000 r/min，Ra0.4，直流它励励磁电压 220V，电流 1.6A；PWM 装置放大系数 Ks=40；时间常数 Tm=0.1s，Tl=0.03s；永磁式测速发电机参数为： 23W，110V，0.21A，1900 r/min， 当时，；而，因此5h max %81.2% Kb C C /100 0.4/0.1822.22 /min NNae nI RCr n max 22.220.0142 %2()81.2% 2 1.50.78%5% 10000.1 N n KbNm T Cn Z CnT 均满足设计要求。 系统的整体电路结构见附录。 4 心得体会 这次课程设计历时一周，在整整一个星期的日子里，可以说得是苦多于甜，但是可 以学到很多很多的东西，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书 本上所没有学到过的知识。经过这次课程设计我感受颇多。在正式进行设计之前，我参 考了一些网上的资料，通过对这些设计方案来开拓自己的思路，最后终于有了自己的思 路。 课程设计是实践课的一种，在很大程度上实现了动手与动脑，理论与实际的相互结 合，既是对工业环境的一个简单缩影，又是对理论知识的一种检验，很好地实现了从书 本到实际操作的一个过渡。 课程设计不仅是对前面所学电力电子技术和运动控制理论的一种检验，而且也是对 自己能力的一种提高。通过这次课程设计使我明白了自己原来知识还比较欠缺，自己要 学习的东西还太多。以前老是觉得自己什么东西都会，什么东西都懂，有点眼高手低。 通过这次课程设计，我才明白学习是一个长期积累的过程，在以后的工作、生活中都应 该不断的学习，努力提高自己知识和综合素质。 通过这次课设，我不仅在知识上有了进一步的巩固和提高，在求学和研究的心态上 也有不小的进步。我想无论是在学习还是在生活