微波溷频器技术指标.ppt

3.2 微波混频器的小信号传输特性 变频损耗 微波混频器的作用是将微波信号转换为中频信号，频率变换后的能量损耗即为变频损耗。微波混频器的小信号传输特性的研究任务包括： (1) 输入信号功率经过混频器后有多少功率转换成中频信号功率，即变频损耗。 (2) 当混频器的源电导Gg和输出电导G0为何值时，变频损耗最小。 变频损耗定义为微波信号资用功率Psa与输出中频资用功率Poa之比，常用分贝表示，即,变频损耗主要包括以下三部分： (1) 由寄生频率产生的净变频损耗L0。 (2) 由混频二极管寄生参量引起的结损耗Lj。 (3) 混频器输入/输出端的失配损耗La。,(3-19),3.2.1 净变频损耗 在混频过程中产生的寄生频率都含有一部分信号功率，如果它们消耗在电阻上，就会造成损耗，这些损耗称为净变频损耗。计算净变频损耗时，认为混频器输入、输出端口均已匹配，且将二极管只看做是一个受本振电压控制的时变电导g(t)。 混频器的等效电路是一个三端口网络，净变频损耗不但与二极管的特性有关，还与各端口的负载阻抗有关。实际应用中，最关心的是镜像短路、镜像匹配和镜像开路这三种混频器的净变频损耗。为普遍起见，首先讨论镜像端口负载电导Gi为任意值时的净变频损耗，然后再讨论三种主要混频器的净变频损耗。,1. Gi为任意值时的净变频损耗 混频器的等效电路如图3-6(b)所示，根据网络方程式(3-16)，由镜像端口得 Ii=GiUi (3-20) 对式(3-16)和式(3-20)联立求解，得 IS=m11US+m12U0 I0=m21US+m22U0 用矩阵表示为,(3-21),(3-22),式中： 于是把三端口网络简化成二端口网络，如图3-7所示。网络参数与镜像端口的负载电导Gi有关。,(3-23),图 3-7 镜像电导G为任意值时的混频器等效电路,为计算净变频损耗，首先应求出信号源的资用功率和混频器输出的中频资用功率，然后求两者之比。 信号源的资用功率(Gi=Gg时)为 式中：IA是信号的电流幅值。为求得混频器输出的中频资用功率，在中频端口使用戴维南定理，把输出端口以左的电流等效成一个新的恒流源，如图3-8所示。,(3-24),图 3-8 中频输出端等效电路,图3-8中，Ie是恒流源电流，即输出端短路电流的幅值；G0是恒流源的内电导，即获取的中频输出电导。当中频端口短路时，Ie=I0，混频器的外部方程为 IS=IAUSGg U0=0 将式(3-25)和式(3-23)联立求解，得,(3-25),(3-26),混频器的中频输出电导G0是输入端恒流源IA开路时(即IA0)由输出端向左看过去的等效电导。当IA0时，IS=USGg，代入式(3-23)得 于是混频器输出的中频资用功率为,(3-27),(3-28),因此，镜频端口的负载电导Gi为任意值时，混频器的净变频损耗为 可见，净变频损耗是信号源电导Gg与网络参数m的函数。当混频器的激励状态一定时，L0随Gg变化。调整Gg可使L0达到最小。令 ，即可求得最小变频损耗及其相应的最佳源电导和最佳输出电导，即 ,(3-29),(3-30),(3-31),(3-32),2. 镜像匹配(GiGg)时的净变频损耗 当混频器输入回路的带宽相对于中频来说足够宽时，输入回路对镜频呈现的电导Gi和对信号频率所呈现的电导差不多相等，即GiGg，这种情况称为镜像匹配。在镜像匹配混频器中，镜频电压和镜频电流都不等于零。将GiGg代入式(3-31)，得到镜像匹配混频器的最小变频损耗、最佳源电导和最佳输出电导为,(3-33),(3-34),(3-35),3. 镜像短路(Gi)时的净变频损耗 如果在输入端加入对镜频短路的窄带滤波器，使输入回路对镜频呈现短路，则称为镜像短路混频器，如图3-9所示。在镜像短路混频器中，由于镜频电流没有流过信号源内阻，因此镜频能量没有消耗，而是被反射回混频器，所以净变频损耗比镜像匹配时要小。将Gi代入式(3-30)式(3-32)求得镜像短路混频器的最小变频损耗、最佳源电导和最佳输出电导为,(3-36),(3-37),图 3-9 镜像短路混频器,4. 镜像开路(Gi0)时的净变频损耗 如果在混频器的输入端与二极管之间嵌入一个镜频抑制滤波回路，则形成镜像开路，如图3-10所示。 在镜像开路混频器中，由于镜频电流Ii0，因此不消耗镜频能量，而将镜频能量储存起来，在镜频抑制滤波器的两端形成镜频电压U，U又与本振基波混频(Li=0)，得到有用的中频能量，使输出的中频功率增加。所以镜像开路混频器具有最低的净变频损耗。 将Gi0代入到式(3-30)式(3-32)，得到镜像开路混频器的最小净变频损耗、最佳信号源电导和最佳输出电导为 ,图 3-10 镜像开路混频器,(3-38),(3-39),图3-11是采用正弦电压激励时三种镜像状态的最小变频损耗和本振电压幅值的关系曲线。由图可见，镜像开路混频器和镜像短路混频器由于镜频能量回收，使得L开L短L匹。理论上当UL趋于无穷大时，L匹趋于3 dB，说明信号功率中有一半转换成镜频功率损耗在负载上，而L短和L开都趋于0 dB。实际上镜像短路混频器或镜像开路混频器比镜像匹配混频器获得的变频损耗改善不可能达到3 dB，一般在0.52 dB之间。,(3-40),图 3-11 最小净变频损耗与本振电压幅值的关系,3.2.2 混频管寄生参量引起的结损耗 净变频损耗随着本振电压加大而单调下降，但实际情况上混频器是在某个一定大小的本振功率上得到最小的变频损耗值，过大或过小的本振功率都将增大变频损耗。这是因为上述分析仅考虑Rj的作用，忽略了寄生参量Ls、Cp、Cj和Rs的影响，所得结果是理想的。实际上必须考虑寄生参量的影响。分析时常把Ls和Cp合并到外电路去，只考虑Cj和Rs的影响。由于Rs、Cj对输入的微波功率进行分压和分流，只有部分信号功率加到Rj上参加频率变换，因此二极管的结损耗Lj定义为输入信号功率Prf与结电阻Rj的吸收功率Pj之比。,如图3-12所示，流入二极管的总电流幅值为Ij，Rj两端的电压幅值为Uj，Rj的实际吸收功率为 输入总信号功率为,(3-41),(3-42),图 3-12 考虑寄生参数影响时计算变频损耗的电路,由此求得结损耗为 因为Rs和Rj都和本振电压有关，所以调节UL使 时，可使结损耗最小，即 ,(3-43),(3-44),混频二极管的总变频损耗为 L=L0+Ljmin (3-45) 图3-13画出了Rs、Cj及二极管总变频损耗随本振激励功率的变化曲线。可见，恰当地选择本振幅度能使实际变频损耗达到最小。,图 3-13 二极管总变频损耗与本振激励功率的关系,3.2.3 输入、输出端的失配损耗 混频器输入、输出端不匹配会引起信号功率和中频功率的损耗。假定输入端的反射系数为1，电压驻波比系数为1，中频输出端反射系数为2，电压驻波比为2，则失配损耗为,(3-46),3.3 混频器的噪声系数及其他电气指标 混频器的噪声系数(NF)定义为输入端处于标准温度(290 K)时，输入端与输出端的信噪比之比，即,(3-47),式中：Sia为输入端的信号资用功率；Soa为输出端的中频信号资用功率；Nia为输入端处于标准温度(290 K)时的输入端的噪声资用功率；Noa为输出端处于标准温度(290 K)时输出端的中频噪声资用功率。需要注意的是，Nia和Sia在同一通道中，因此计算Nia时只应考虑有信号的那个通道。 3.3.1 镜像短路或开路(单通道)混频器的噪声系数 在镜像信号短路(或开路)混频器中，只有频率为S的信号能够通过混频器而变为中频信号，外来的镜频信号不能通过混频器，因输入端只存在一个信号通道，故又称为单通道混频器。这种混频器可以等效为图3-14所示的有耗双端口网络。,图 3-14 镜像短路(或开路)混频器噪声等效电路,设网络的衰减为L1，二极管的噪声温度为T1，信号源内阻的噪声温度TS=T0，则混频器输出的噪声功率为 式中：第一项为标准输入噪声经混频器衰减后的输出噪声功率，第二项为混频器内部产生的噪声功率。为了求得Td温度下混频器的内部噪声在输出端呈现的噪声功率N内(Td)，假定整个系统处于同一温度，即T0=Td，于是混频器输出的总噪声功率为,(3-48),(3-49),故混频器的内部噪声功率为 混频器输出的总噪声功率为 式中： ，为混频管的噪声比。因此单通道混频器的噪声系数为,(3-50),(3-51),如果将Noa等效为温度是Tm的电阻所产生的热噪声资用功率，即 Noa=KTmB 式中：Tm为混频器的等效噪声温度，并定义混频器的噪声比为,(3-52),(3-53),则单通道混频器的噪声系数又可表示为 F单=L1tm单 (3-54) 对于肖特基势垒二极管，td1，故F单=L1tm单L1。 由上式可知，混频器的噪声系数近似等于变频损耗，要获得低噪声系数，就必须使混频器的变频损耗尽可能得低。 3.3.2 镜像匹配(双通道)混频器的噪声系数 镜像匹配混频器是宽带的，外来的镜频信号i像S信号一样能通过混频器而变为中频信号。因混频器的输入端存在信号和镜频两个通道，故称双通道混频器。它是一个三端口的有耗网络，噪声等效电路如图3-15所示。 ,图 3-15 镜像匹配(双通道)混频器,图中，TS和Ti分别为信号端口源阻抗和镜频端口阻抗的噪声温度，通常TS=Ti=T0，系统处于同一温度。镜像匹配混频器的噪声系数与接收信号的形式有关，如果接收的信号是“窄带”或“单边带”(SSB)信号，例如雷达、通信、电子侦察等接收机中的混频器， 则信号只存在于信号通道，镜频通道中没有信号。但这两个通道的噪声都将产生镜频噪声输出，因此输出端的噪声功率为,(3-55),同理可求得 故混频器输出端的总噪声功率为 噪声比为,(3-56),(3-57),(3-58),由于Nia和Sia应在同一通道中，因此计算Nia时只考虑有信号的那个通道，即Nia=KT0B。故单边带噪声系数为 射电天文接收机和微波辐射计中的混频器接收的是“双边带”(DSB)或宽带信号，这时信号通道和镜频通道都存在信号，输出的中频信号功率为接收单边带信号时的两倍，即Soa2=2Soa1，输出信号与噪声的比值较之前增加一倍，而信号输入端的信号与噪声的比值仍然不变。 因此镜像匹配混频器在接收“双边带”信号时的双边带噪声系数为,(3-59),可见，镜像匹配混频器的单边带噪声系数是双边带噪声系数的两倍，即增加3 dB。这是由于双通道混频器在单通道使用时，镜频通道(亦称空闲通道)即使不输入信号，仍提供噪声，因而使噪声系数增大。为了降低噪声系数，应将镜频通道予以抑制，通常在混频器前加一个镜频抑制滤波器即可。,(3-60),3.3.3 混频器-中放组件的噪声系数 由于二极管混频器没有增益，中频放大器的噪声影响便不能忽略。因此，以混频器作接收机前端的总噪声系数取决于混频器-中放组件的总噪声系数，如图3-16所示。 设Lm、Fm分别为混频器的变频损耗和噪声系数，FIF是中放噪声系数，则整机噪声系数为 F=Fm+Lm(FIF1) (3-61) 对于单通道混频器，Fm=L1tm单，故整机噪声系数为 Fm=L1(tm单+FIF1) (3-62),图 3-16 混频-中放级联方框图,对于双通道混频器来说，有以下两种情况： (1) 当接收窄带或“单边带”信号时，Fm=L2tm双，故整机噪声系数为 FmA=L2(tm双+FIF1) (3-63) 其形式与式(3-62)相同，但L2L1。 (2) 当接收宽带或“双边带”信号时，Fm=L2tm双/2，故整机噪声系数为,(3-64),当tm双1时，则 DSB： FmAL2+FIF3 (dB) SSB： FmAL2+FIF (dB) 3.3.4 混频器的其他电气指标 变频损耗和噪声系数是微波混频器的关键指标，是设计混频器时必须谨慎考虑的。设计一个工程化的混频器，还要正确处理下列指标，才能满足整机使用要求。,1. 信号端口与本振端口的隔离度 如果信号端口与本振端口的隔离较差，信号能量将会泄漏到本振端口，造成能量损失，以及本振能量泄漏到信号端口，造成信号源的不稳定及向外辐射能量，因此要求信号端口与本振端口之间具有一定的隔离度。 用PS表示输入信号功率，PLS表示信号泄漏到本振端口的功率，则隔离度定义为LSL=10 lg(PS/PLS)。也可用PL表示输入本振功率，PSL表示本振泄漏到信号端口的功率，则隔离度定义为LLS=10 lg(PL/PSL)。根据互易原理， 可得到LLS=LSL。一般信号端口与本振端口的隔离是通过采用特殊的电路结构来实现的，如采用定向耦合器来接入信号及本振。,2. 输入驻波比 混频器的输入端反射不仅导致失配损耗，而且当混频器为接收机前置级时，由于反射信号在天线与接收机之间来回传输，从而使输入端信号产生相位失真。在某些相位关系要求较高的系统里，对输入驻波比有特别严格的要求，在一般情况下，输入驻波比应小于2。,3. 动态范围 混频器的动态范围指能够使混频器有效工作的输入电平范围。如果用图3-17来表示混频器变频损耗与输入功率的关系，结合前面对小信号混频器的讨论，可见当输入电平较低时，输入功率与输出中频功率成线性关系，变频损耗也是常数；当输入功率增加到一定电平时，由于大信号作用，寄生频率增多， 因而使变频损耗增加。定义变频损耗相对于低电平恒定值增大1 dB时的输入电平为1 dB压缩点，混频器的动态范围上限即是1 dB压缩点，下限决定于噪声电平。,图 3-17 混频器的动态特性,混频器的动态范围也可用输入微波功率和输出中频功率的关系来描述，类似于饱和功率放大器，只要输入功率大于1 dB压缩点，就存在交调干扰(IMD)的可能。如果输入为单一频率，则输出为中频的各次谐波，即 Nfi=NfLNfS 如果输入为两个接近的微波信号，就会出现高次双音交调，即 上IM边带：fLNfS1(N1)fS2 下IM边带：fLNfS2(N1)fS1,N2，3，4,图3-18给出了双音IMD的频谱图，图中本振频率为10 GHz，信号频率为9.9 GHz，输出中频为100 MHz，假定输入的两个微波频率为9.89 GHz和9.91