电动汽车DCDC变换器的设计

SHANDONG 毕业设计说明书 电动汽车 DC/DC 变换器的设计 学 院：电气与电子工程学院 专 业： 自动化 学生姓名： 张民祥 学 号： 0812104753 指导教师： 张存山 2012 年 06 月 摘 要 I 摘 要 电动汽车 DC/ DC 变换器是现代电力电子设备不可或缺的组成部分，其质 量的优劣直接影响子设备性能，其体积的大小也直接影响到电子设备整体的体 积。本设计根据设计任务进行了方案设计，设计了相应的硬件电路，研制了半 桥开关电源。整个系统包括主电路、控制电路和反馈电路三部分内容。系统主 电路包括单相输入整流、半桥式逆变、高频交流输出、输出整流、输出滤波几 部分。控制电路包括主电路开关管控制脉冲的产生和保护电路。论文具体地介 绍了主电路、控制电路、驱动电路等各部分的设计及实验过程，包括元器件的 选取以及参数计算。本设计中采用的芯片主要是 PWM 控制芯片 SG3525A。设 计过程中程充分利用了 SG3525A 的控制性能，具有宽的可调工作频率，死区 时间可调，具有输入欠电压锁定功能和双路输出电流。 关键词：直流变换器；SG3525；高频变压器；MOSFET Abstract II Abstract Electric vehicle DC/ DC converter is a modern power electronic equipment indispensable component, its quality has a direct influence on equipment performance, its size will directly affect the whole volume of electronic equipment. According to the design of design tasks for the design, designs the corresponding hardware circuit, a half-bridge switching power supply development. The whole system consists of main circuit, control circuit and feedback circuit three parts. System main circuit comprises a single-phase input rectifier, half-bridge inverter, high frequency AC output, output rectifier, output filter sections. The control circuit comprises a main circuit switch tube to control the pulse generation and protection circuit. This paper introduces the main circuit, control circuit, driving circuit and other parts of the design and the experimental process, including the selection of components and parameters calculation. The design of the chip is mainly PWM control chip SG3525A. The design process of medium-range makes full use of SG3525A control performance, wide adjustable frequency, adjustable dead time, with input under- voltage locking function and dual output current. Key words: DC / DC converter; SG3525; high-frequency transformer; MOSFET 目 录 III 目 录 摘摘 要要 I ABSTRACT. II 目目 录录. III 第一章第一章 绪绪 论论 1 1.1 课题选择的背景及意义 1 1.2 电动汽车 DC/DC 变换器的发展概况 2 1.3 本文所研究的课题内容.3 第二章第二章 电动汽车电动汽车 DC/DC 变换器的原理变换器的原理. 4 2.1 电动汽车 DC/DC 变换器控制系统概述 4 2.2 电动汽车 DC/DC 变换器的基本结构4 2.3 MOSFET 基本原理 5 2.4 PWM 调制技术 6 2.5 高频变压器的原理介绍.7 第三章第三章 电动汽车电动汽车 DC/DCDC/DC 变换器主电路的设计变换器主电路的设计.9 3.1 半桥电路的结构与工作过程.9 3.2 主要功率器件的选型 12 3.2.1 MOSFET 参数的确定12 3.2.2 自举电容的选取 13 3.3 高频变压器设计 14 3.4 输出整流回路的设计 16 3.4.1 输出整流回路的结构.16 3.4.2 快恢复二极管的选择.16 3.4.3 滤波电感的选择.18 3.4.4 滤波电容的选择.18 第四章.DC-DC 变换器控制电路的设计20 目 录 IV 4.1 PWM 控制芯片 SG3525 功能简介20 4.1.1 SG3525 引脚功能及特点简介 . 20 4.1.2 SG3525 的工作原理.23 4.2 电动汽车 DC/DC 变换器反馈电路的设计.27 4.2.1 输出电压反馈电路27 4.2.2 过压保护电路的设计.28 4.2.3 输出限流电路.29 总 结31 参考文献33 致谢34 第一章 绪论 - 1 - 第一章 绪论 1.1课题选择的背景及意义 DCDC 变换器是燃料电池电动汽车的重要组成部分，它的研制直接关系 到燃料电池电动汽车的稳定与性能。研制大功率 DCDC 变换器涉及到现代电 力电子、电磁兼容、微电子及自动控制等多个技术领域，是确保燃料电池汽车 能够在性能上与传统汽车抗衡的关键部分之一。因此，开发和研制大功率 DCDC 变换器其有较为重大的科学意义和社会意义： (1)解决能源危机，改善环境。 (2)提高我国大功率 DCDC 变换器理论和产品的研发水平。使我国在大功 率 DCDC 变换器技术方面迅速赶上国际先进水平，填补我国在这一领域的空 白。 (3)DCDC 变换器是一个高阶，多变量，强耦合的非线性系统，对其进行 稳定研究是一项很艰巨的任务。本课题就是如何设计一个科学、合理的控制器， 从而可以改善系统的性能，并提高控制系统工作的稳定性、可靠性和安全性。 (4)促进燃料电池电动汽车的发展。 (5)大功率 DCDC 变换器还可应用在燃料电池移动电源，城市轨道交通等 诸多领域，促进燃料电池技术走向产业化，市场前景广阔。 (6)参与国际竞争，抢占同际市场。 动车起源于十九世纪中后期的欧洲，从 1873 年英国人首次在马车基础上 制造出一辆电动三轮车开始，到二十世纪初期，电动车经历了一个较为快速的 发展阶段。1900 年美国电动车占其汽车产量的 37.5%，比燃油汽车的 223%多。 进入二十世纪，由于大量发现油田，石油开采提炼和内燃机技术的迅速进步， 电动车则由于电池技术进步缓慢，在性能、价格等方面都难以与燃油汽车竞争 而逐步被燃油汽车所取代。到 1920 年以后，在美国公路上已看不到电动车了。 第一章 绪论 - 2 - 上个世纪七十年代以来几次石油危机唤起了人们对有限石油资源的关注，目前 世界石油资源日趋紧张，石油价格始终居高不下。同时，80 年代以来，随着全 球经济的稳步发展，汽车的产量和保有量急剧增加。这些燃油汽车所排放的废 气造成空气质量日趋恶化。引起了世界各国，尤其是发达国家的普遍关注，自 90 年代起，以美欧为主的一些西方国家开始制订并逐步执行严厉的汽车尾气排 放标准。低能耗、无污染的绿色汽车 开始成为人们关注的热点，电动车又重新受到重视。各国政府和各大汽车 企业都正在加紧开发低排放、低油耗的清洁汽车。各种新材料和新技术在电动 车上不断被开发应用，电动车进入了新的发展阶段。 1.2 电动汽车 DC/DC 变换器的发展概况 直流-直流变换器（DC/DC）变换器广泛应用于远程及数据通讯、计算机、 办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行 各业。按额定功率的大小来划分，DC/DC 可分为 750W 以上、750W1W 和 1W 以下 3 大类。进入 20 世纪 90 年代，DC/DC 变换器在低功率范围内的增长 率大幅度提高，其中 6W25WDC/DC 变换器的增长率最高，这是因为它们大 量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于 微处理器的高速化，DC/DC 变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势， 所以 251W750W 的 DC/DC 变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服 务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备， DC/DC 变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。 DC/DC 变换器将 一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、 地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速 响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约 2030的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源),同时还能起 到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。 DC/DC 变换器现已商品化,模块采用高频 PWM 技术,开关频率在 500kHz 左 右,功率密度为 0.31W/cm31.22W/cm3。随着大规模集成电路的发展,要求电源 模块实现小型化,因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构。目前， 第一章 绪论 - 3 - 已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块,功 率密度有较大幅度的提高。 电子产业的迅速发展极大地推动了开关电源的发展。高频小型化的开关电 源及其技术已成为现代电子设备供电系统的主流。在电子设备领域中,通常将整 流器称为一次电源,而将 DC/DC 变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单 相或三相交流电网变换成标称值为 48V 的直流电源。目前，在电子设备中用的 一次电源中,传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代,高频开关电源(也称 为开关型整流器 SMR)通过 MOSFET 或 IGBT 实现高频工作,开关频率一般控制 在 50kHz100kHz 范围内,实现高效率和小型化。近几年,开关整流器的功率容 量不断扩大,单机容量己从 48V/12.5A、48V/20A 扩大到 48V/200A、48V/400A。 因为电子设备中所用的集成电路的种类繁多,其电源电压也各不相同,在电 子供电系统中，采用高功率密度的高频 DC/DC 隔离电源模块,从中间母线电压 (一般为 48V 直流)变换成所需的各种直流电压,可以大大减小损耗、方便维护,且 安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上,对二次电源的要求是高 功率密度。因为电子设备容量的不断增加,其电源容量也将不断增加。 高性能化主要包括高电压、大容量、降低导通电压低损耗、高速度和高可 靠性等 4 个方面。如 IGBT 的电流可达 2kA3kA、电压达到 4kV6kV，降低 损耗是所有复合器件的发展目标。预计在 21 世纪 IGBT、智能化功率模块 （IPM）等器件的导通电压可降到 1V 以下，而 MOSFET、IBGT、MCT 等器件 的应用频率将达到兆赫数量级。 1.1.3 本文所研究的课题内容 电动汽车在中国面临着难得的发展机遇，国家和地方政府层面初步形成的 策略框架式电动汽车蚕业发展的重要基础，快速增长的汽车市场保障了电动汽 车未来的市场前景，而国内的汽车和零件部企业技术的不断成熟也使电动汽车 未来实现产业化成为了可能。电动汽车的动力电车有 64V、72V、96V、144V、240V、336V 等，而电动汽车信号、灯光、雨刮器、 电动车窗等用电设备仍为 12V。电动汽车 DC/DC 变换器把电动汽车蓄电池组 的高电压经过变换为电动汽车 12V 电源。 第二章 电动汽车 DC/DC 变换器的原理 - 4 - 第二章 电动汽车DC/DC变换器的原理 2.1电动汽车DC/DC变换器控制系统概述 直流-直流变换器是构建许多其它类型电能变换器的基本组成部分。然而 为了有效实现各种电能变换功能，并使系统安全、平安地运行，直流-直流变换 器必须与其他功能模块相互配合，组成一个控制系统，共同完成电能的变换和 调节，这种直流-直流变换器控制系统也称为开关调压系统。 一个典型的直流直流变换器控制系统的结构所示。在负反馈回路中， 输出电压 v(t)经采样后与给定的参考电压 V 相比较，所得偏差送补偿放大环节， 在经过脉冲宽度调制，得到一系列控制用的脉冲序列，通过驱动器将脉冲放大。 控制输入 d(t)代表开关器件在一个周期内的导通占空比，是脉冲序列的参 ）（t 数，改变 d(t)即可调节变换器的输出电压 v(t)，d(t)也成控制量，通过负反馈回 路可以调节 DC/DC 变换器中开关器件在一个周期内的导通时间。此外，为了 提高系统的工作性能，拨正输出波形的质量，是系统安全运行，通常在一个完 整直流-直流变换器控制系统中还应包括滤波、保护、缓冲等辅助环节，可以参 考有关文献。 2.2 电动汽车 DC/DC 变换器的基本结构 电动汽车 DC/DC 变换器的电路图比较复杂，其基本的结构框图如图所示。 第二章 电动汽车 DC/DC 变换器的原理 - 5 - 图2-1变换器结构框图 主要包括以下几个部分：1输入滤波器；2逆变电路；3电力 MOSFET 和高 频变压器（T） ；3控制电路（PWM 变换器） ，4输出整流滤波器；5反馈电路。6 除此之外，还需要增加偏置电路、保护电路等。 首先蓄电池先经过滤波，通过逆变电路变为交流，经高频变压器降压后， 再整流滤波变为可利用的稳定直流电压，再通过 PWM 控制电路作为反馈调节， 再上加偏置电路、保护电路。 2.3MOSFET 基本原理 功率场效应管(Power MOSFET)也叫电力场效应晶体管，是一种单极型的电 压控制器件，不但有自关断能力,而且有驱动功率小,开关速度高、无二次击穿、 安全工作区宽等特点。由于其易于驱动和开关频率可高达 500kHz，特别适于高 频化电力电子装置，如应用于 DC/DC 变换、开关电源、便携式电子设备、航 空航天以及汽车等电子电器设备中。但因为其电流、热容量小，耐压低，一般 只适用于小功率电力电子装置。 一、电力场效应管的结构和工作原理 电力场效应晶体管种类和结构有许多种，按导电沟道可分为 P 沟道和 N 沟 道，同时又有耗尽型和增强型之分。在电力电子装置中，主要应用 N 沟道增强 型。 电力场效应晶体管导电机理与小功率绝缘栅 MOS 管相同，但结构有很大 区别。小功率绝缘栅 MOS 管是一次扩散形成的器件，导电沟道平行于芯片表 面，横向导电。电力场效应晶体管大多采用垂直导电结构，提高了器件的耐电 压和耐电流的能力。按垂直导电结构的不同，又可分为 2 种：V 形槽 VVMOSFET 和双扩散 VDMOSFET。 电力场效应晶体管采用多单元集成结构，一个器件由成千上万个小的 MOSFET 组成。N 沟道增强型双扩散电力场效应晶体管一个单元的部面图，如 图 2-2(a)所示。电气符号，如图 2-2(b)所示。 第二章 电动汽车 DC/DC 变换器的原理 - 6 - 图 2-2 MOSFET 结构图 电力场效应晶体管有 3 个端子：漏极 D、源极 S 和栅极 G。当漏极接电源 正，源极接电源负时，栅极和源极之间电压为 0，沟道不导电，管子处于截止。 如果在栅极和源极之间加一正向电压 UGS，并且使 UGS 大于或等于管子的开 启电压 UT，则管子开通，在漏、源极间流过电流 ID。UGS 超过 UT 越大，导 电能力越强，漏极电流越大。 MOSFET 在感性负载下的开通过程。 阶段主要是 Cos 的充电过程，使 VGS 电压达到门槛电压； 阶段主要是 CGS 的充电过程，当 VGS 电压超过门槛电压后，漏极电流 开迅上升； 阶段主要是 CGD 的充电过程，CGD 又称为密勒电容，由于 VGD 的电 压很高，本阶段需要很大的驱动电流，才能降 VGD 电压拉下来； 阶段主要是 CGS 的充电过程，使 VGS 上升到最后的驱动电压，上升的 VGS 使漏源电阻 Rds(on)减小，MOSFET 进入导通状态。关断过程与开通过程 的顺序相反，过程类似。 2.4 PWM 调制技术 脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)简称 PWM，它是通过功率管开关作 用将恒定直流电压转换成频率一定，宽度可调的方波脉冲电压，通过调节脉冲 第二章 电动汽车 DC/DC 变换器的原理 - 7 - 电压的宽度，改变输出电压的平均值的一种功率变换技术。PWM 极数可以激 起有效的进行谐波抑制，在频率、效率方面有着明显的优点，使逆变电路的性 能与可靠性得到了明显的提高。采用 PWM 方式构成的逆变器，器输入法是为 固定不变的直流电压，可以通过 PWM 极数在同一逆变器中既实现调压又实现 调频。由于这种逆变器，只有一个可控的功率级，简化了主电路和控制回路的 结构，因而体积小、重量轻、可靠性高。又因为集调压、调频于一身，所以调 节速度快、系统的动态相应好。此外，PWM 技术还提高了逆变器对交流电网 的功率因数。 2.5 高频变压器的原理介绍 高频电源变压器是工作频率超过中频(10khz)的电源变压器，主要用于高频 开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中 作高频逆变电源变压器的。按工作频率高低，可分为几个档次： 10khz50khz、50khz100khz、100khz500khz、500khz1mhz、1mhz 以上。 传送功率比较大的，工作频率比较低;传送功率比较小的，工作频率比较高。这 样，既有工作频率的差别，又有传送功率的差别，工作频率不同档次的电源变 压器设计方法不一样，也应当是不言而喻的。 高频电源变压器作为一种产品，自然带有商品的属性，因此高频电源变压 器的设计原则和其他商品一样，是在具体使用条件下完成具体的功能中追求性 能价格比最好。有时可能偏重性能和效率，有时可能偏重价格和成本。现在， 轻、薄、短、小，成为高频电源的发展方向，是强调降低成本。其中成为一大 难点的高频电源变压器，更需要在这方面下功夫。所以在高频电源变压器 的“设计要点”一文中，只谈性能，不谈成本，不能不说是一大缺憾，如果能 认真考虑一下高频电源变压器的设计原则，追求更好的性能价格比，传送不到 10va 的单片开关电源高频变压器，应当设计出更轻、薄、短、小的方案来。不 谈成本，市场的价值规律是无情的!许多性能好的产品，往往由于价格不能为市 场接受而遭冷落和淘汰。往往一种新产品最后被成本否决。一些“节能不节钱” 的产品为什么在市场上推广不开值得大家深思。 第二章 电动汽车 DC/DC 变换器的原理 - 8 - 电磁兼容性是指高频电源变压器既不产生对外界的电磁干扰，又能承受外 界的电磁干扰。电磁干扰包括可闻的音频噪声和不可闻的高频噪声。高频电源 变压器产生电磁干扰的主要原因之一是磁芯的磁致伸缩。磁致伸缩大的软磁材 料，产生的电磁干扰大。例如，锰锌软磁铁氧体，磁致伸缩系数 s 为 2110- 6，是取向硅钢的 7 倍以上，是高磁导坡莫合金和非晶合金的 20 倍以上，是微 晶纳米晶合金的 10 倍以上。因此锰锌软磁铁氧体磁芯产生的电磁干扰大。 高频电源变压器产生电磁干扰的主要原因还有磁芯之间的吸力和绕组导线 之间的斥力。这些力的变化频率与高频电源变压器的工作频率一致。因此，工 作频率为 100khz 左右的高频电源变压器，没有特殊原因是不会产生 20khz 以下 音频噪声的。既然提出 10w 以下单片开关电源的音频噪声频率，约为 10khz20khz，一定有其原因。由于没有画出噪声频谱图，具体原因说不清楚， 但是由高频电源变压器本身产生的可能性不大，没有必要采用玻璃珠胶合剂粘 合磁芯。 至于采用这种粘合工艺可将音频噪声降低 5db，请给出实例与数据以及对 噪声原因的详细说明，才会令人可信。屏蔽是防止电磁干扰，增加高频电源变 压器电磁兼容性的好办法。但是为了阻止高频电源变压器的电磁干扰传播，在 设计磁芯结构和设计绕组结构也应当采取相应的措施，只靠加外屏蔽带并不一 定是最佳方案，因为它只能阻止辐射干扰，不能阻止传导干扰。 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 9 - 第三章 电动汽车DC/DC变换器主电路的设计 3.1半桥电路的结构与工作过程 在半桥式逆变电路中，变压器一次侧的两端分别连接在电容 C1,C2 的中点 和开关 S1, S2 中点。电容 C1,C2 的中点电压为。S1 与 S2 交替导通，使变 2Ui 压器一次侧形成幅值为的交流电压，改变开关的占空比，就可以改变二次 2Ui 侧整流电压 Ud 的平均值，也就改变了输出电压 Uo。 半桥式电路的结构如图 3-1: 具体的工作过程叙述如图 3-2 所示: VD 1 VD 2 S2 L C1 C3 C2 Ui W1 W2 W3 S1 图 3-1 主电路 （a） VD 1 VD 2 S1 S2 L C1 C3 C2 Ui W1 W2 W3 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 10 - (c) (d) 文字分析如下： (b) 图 3-2 半桥逆变电路工作状态图 VD 1 VD 2 S1 S2 L C1 C3 C2 Ui W1 W2 W3 VD 1 VD 2 S1 S2 L C1 C3 C2 Ui W1 W2 W3 VD 1 VD 2 S1 L C1 C3 C2 Ui W1 W2 W3 S2 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 11 - S1 导通时，二极管 VD1 处于通态如图（3-2） （a）示；S2 导通时，二极管 VD2 处于通态如图（3-2） （c）示，当两个开关都关断时，变压器绕组 W1 中的 电流为零，根据变压器的磁势平衡方程，绕组 W2 和 W3 中的电流大小相等， 方向相反，所以 VD1 和 VD2 都处于通态，各分担一半的电流如图（3-2） （b） （d）示。S1 或 S2 导通是电感 L 的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感 L 的电流逐渐下降。S1 和 S2 断态时承受的峰值电压均为 Ui。由于电容的隔直 作用，半桥型电路对由于两个开关管导通时间不对称而造成的变压器一次电压 的直流分量具有自动平衡作用，因此该电路不容易发生变压器偏磁和直流磁饱 和的问题，无须另加隔直电容。值得注意的是，在半桥电路中，占空比定义如 公式（3-1） D= （3-1） Ts ton2 S1、S2 开通关断时间及其电压电流波形何对应的 VD1、VD2 波 形如图（3-3，其中（a）（b）分别为 S1 和 S2 波形，（c）（d）分别 图 3-3 半桥电路波形图 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 12 - 为 Us1 和 Us2 波形，（e）（f）分别为 Is1 和 Is2 的波形，（g）（h） 分别为 Id1 和 Id2 波形。t0 到 t1 时段：S1 导通 S2 截止，t1 到 t2 时间 S1 和 S2 截止，t2 到 t3 时段 S1 截止，S2 导通。 3.2 主要功率器件的选型 3.2.1 MOSFET 参数的确定 几种功率器件的优缺点如表 3-1 器件优点缺点 GTR 耐压高，电流大，开关特性 好，通流能力强，饱和压降 低 开关速度低，为电流驱动， 所需驱动功率大，驱动电路 复杂，存在二次击穿问题 GTO 电压、电流容量大，适用于 大功率场合，具有电导调制 效应，其通流能力很强 电流关断增益很小，关断时 门极负脉冲电流大，开关速 度低，驱动功率大，驱动电 路复杂，开关频率低 MOSFET 开关速度快，输入阻抗高， 热稳定性好，所需驱动功率 小且驱动电路简单，工作频 率高，不存在二次击穿问题 电流容量小，耐压低，一般 只适用于功率不超过 10kW 的电力电子装置 IGBT 开关速度高，开关损耗小， 具有耐脉冲电流冲击的能力， 通态压降较低，输入阻抗高， 为电压驱动，驱动功率小 开关速度低于 MOSFET,电 压，电流容量不及 GTO 在高频的开关电源设计中用的功率器件种类有 IGBT 和 MOSFET，但是考 表 3-1 功率器件分析 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 13 - 虑到工作在高频的 IGBT 成本较高，在本次设计选用 MOSFET 器件。 （1） MOSFET 额定电流 Ice 的选择 MOSFET 额定电流 Ice 的选择，要根据实际电路中最大额定电流 Ie、负载 类型、允许过载的程度等因数。在一般性电阻性负载的电压变换装置中，若实 际电路中电流最大有效值为 Ie，则要选 MOSFET 的 Ice1.5Ie。本电路中 Ice 的 选择为 8A。 （2）电压 Vcer 的选择 考虑电网电压瞬间尖峰，电压波动，开关电源引起电压尖峰等，一般如果 稳态时候，加在 MOSFET 之间的电压最高为 Vm，则可选择的耐压值 Vcer2.5Vm。本电路中选择 Vcer=500V。所以选择 IR 公司的 IRF1010 N IRF1010 N 沟道场效应管基本参数如下; TO-220 封装; 击穿电压 Vdss:55V; 开启电压 Vgs(th):2-4V; 跨导 S Gfs: 69; 标称电流 ID: 75A; 标称功率 PD: 150W ; 3.2.2 自举电容的选取 MOSFET 开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定在 器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧 锁定电压为 8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有 1.5V 的压降（包 括 VD1 的正向压降） ；最后假定有 1/2 的栅电压（栅极门槛电压 VTH 通常 35V）因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此时对应的自举电容可用下 式表示。 工程应用可由公式（3-2）求得： =17.6 nF （3-2） 5 . 110Vcc Q2 1C 5 . 11015 275 实际选取 104 无极性瓷片电容。 3.3 高频变压器设计 （1)设定开关频率。 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 14 - 开关频率对电源的体积、重量等影响很大。开关频率越高,变压器磁芯就会 选得更小,输出滤波电感和电容体积也会减小,但开关损耗增加,效率下降,散热器 体积加大。综合考虑两方面,设定其工作频率为 f s=10kHz。 （2)选磁芯 磁芯规格的选取通常先估算变压器的效率，然后又输出功率和估算效率计 算出变压器的输入功率，再根据生产厂家给出的磁芯规格和传送功功率的关系 数据来选择。 磁芯选用 R2KB 软磁铁氧体材料,其饱和磁感应强度 Bs=4700 Gs,考虑到高 温时 Bs 会下降,同时为防止合闸瞬间变压器饱和,设定最大工作磁密 Bm = 1500 G s。对半桥变换器,当脉冲波形近似为方波时,可按式（3-3）来确定磁芯的大小。 Ap =AeAw= （3-3） fsBmJKcKu2 1000000P 式中:Ap 为磁芯的面积乘积,cm4;Ae 为磁芯的截面积,cm2;Aw 为磁芯的窗口 面积,cm 2;Po 为输出功率,W; 为变压器效率,一般可取 80%;fs 为变换器工作频 率,Hz;Bm 为磁芯最大工作磁密,Gs;J 为导线的电流密度,一般取 23A /mm2;Kc 为磁芯的填充系数,对铁氧体,取 Kc=1;Ku 为窗口的铜填充系数,一般 Ku=0.20.4。则由公式（3-7）得： Ap =10.267（cm4） 3 . 0131500%802 10000001000 假设本设计选用 EI40 型铁氧体磁芯,由手册知其参数如表（3-3）： 型号 磁芯截面积 Ae（cm2） Le(cm)Ve（cm3） 窗口面积 Aw (cm2) EI401.487.711.3310.8 EI40 的磁芯的面积乘积有公式（3-4）： APEI= AeAw=1.48310.8=459.984 （cm4） 表（3-3） 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 15 - （3-4） APEIAp 证明选 EI40 能满足设计要求。 （3)计算原边匝数 按最低输入电压和满载输出的极端情况来计算。已知输入交流电压为 72V, 最小直流电压可由公式（3-5）求的： V 1min=72V （3- 5） 半桥式电路变压器原边绕组所加电压等于输入电压的一半可由公式（3-6） 求得：, U 1min=36 (V) （3- 2 min1V 6） 则原边绕组匝数可由公式（3-7）求得： N1= （3- fsBmAe4 min1U 7） 式中:U 1 为变压器原边电压。由公式（3-8）计算得： N1=40.5 （3- 0001 . 0 48 . 1 15 . 0 100004 36 8） 实际取值为 41 匝。 （4)计算副边匝数。 副边电路采用带有中间抽头的全波整流滤波电路,设输出方波脉冲占空比 =0.8,输出回路二极管压降为 V d、扼流圈压降为 V c,取 V d+V c=1.5V,则变压 器副边电压 U 2 可由公式（3-9）求得： U 2= =16.875(V) （3- VcVd0V 8 . 0 5 . 112 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 16 - 9） 故副边匝数可由公式（3-10）求得： N 21=N22= = 19(匝) （3-10） N1 min1U 2U 40 36 16.875 （5)计算原边最大工作电流。 在交流输入电压为 72V 时,变压器原边通过的电流一定是最大可能的工作电 流,由经验公式原边最大工作电流可由公式（3-11）求得： Ip= =83.3 (A) （3- min2V 0P 12 1000 11） 3.4 输出整流回路的设计输出整流回路的设计 当流过电感的电流变化时，电感线圈中产生的感生电动势将阻止电流的变 化。当通过电感线圈的电流增大时，电感线圈产生的自感电动势与电流方向相 反，阻止电流的增加，同时将一部分电能转化成磁场能存储于电感之中；当通 过电感线圈的电流减小时，自感电动势与电流方向相同，阻止电流的减小，同 时释放出存储的能量，以补偿电流的减小。因此经电感滤波后，不但负载电流 及电压的脉动减小，波形变得平滑，而且整流二极管的导通角增大。 输出整流滤波电路是通过快恢复整流二极管的整流和滤波电感及滤波电容 将高频变压器输出的高频交变电压或电流变换成符合要求的输出电压或电流。 高频变压器副边选用全桥式整流，以提高安全可靠性。下面对输出整流电路的 各部分进行一下分析与计算。 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 17 - .1 输出整流回路的结构输出整流回路的结构 .2 快恢复二极管的选择快恢复二极管的选择 自举二极管是一个重要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极 管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择反向漏 电流小的快恢复二极管。选取 MBR30045 MBR30045 主要参数 型号 最大反向 峰值电压 最大平 均正向 电流 最大 正向 浪涌 电流 最大 反向 漏电 电流 最大 正向电压 最大反向恢 复时间 外形尺寸 PRVI0TLIFMIRIFMVFMTrr MBR 30045 VPKAAVAPKuAdcAPKVPKns MBR 30045 453.0150103.01.8570 测试条件IF=0.5A, IR =1.0A， IRR =0.25A D0 201AD 图 3-4 输出整流回路的结构 表 3-3 二极管参数 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 18 - 因为输出整流二极管工作于高频状态(10KHz)，所以应选用快恢复二极管。 1.输出整流二极管的耐压。 高频变压器副边的输出最高电压峰值用公式（3-12）可求得: V2max= =110(1+25%)=44.4 V） （3- 2 max1V N1 N2 2 35 8 12） 为变压器的变比。取一倍的裕量 Voutmax=88.88V。 N1 N2 2. 输出整流二极管的电流 因为输出整流二极管工作于高频状态(10KHz)， 所以应选用快恢二极管或 肖特基二极管。输出整流二极管流出的电流为 83A。根据以上的分析，同时考 虑一定的裕量，选 MBR30045 快恢复二极管，二极管的耐压为 45V,额定电流为 300A。 3.4.3 滤波电感的选择 （1）滤波电感的计算。 电感选择应保证输出电流在额定电流的 1/10 时，电感电流也保持连续。流 电流等于电感电流斜坡峰-峰值一半时对应临界连续，所以I 为 20%的额定输 出直流。滤波电感值可由公式（3-13）确定： =113.75 (uH) （3-13) U2max U0 -(1 If2 0U L ）（ 625.20 15 1 4 . 0450002 15 ） 实际取 200uH （2）滤波电感的制作。 选 EE 骨架用 0.4mm 的铜线绕 12 匝，用电感表测 198 uH 满足条件。 第三章 电动汽车 DC/DC 变换器主电路的设计 - 19 - 3.4.4 滤波电容的选择 输出电容 C 的选择应满足最大输出纹波电压的要求，滤波电容的大小对输 出直流电源的纹波大小有决定作用。知，输出纹波几乎完全由滤波电容的等效 串联电阻 Rc 的大小来确定，而不是电容本身的大小决定。本设计最大纹波电 压Vo 为 20mV，出滤波电容的大小可由公式（3-14）求得： （3-）（ ）（U2max Uomin 1 Vorf2L8 min0U C 2 14） =）（ ）（625.20 15 1 02 . 0 4500020002 . 0 8 15 2 =15.78uF 所选电容的耐压值为 50V，使用一个 2200uF/50V 的电容。或选用值较小 的几个电容并联，这样寄生电阻更小，滤波效果更好。其输出最大电流大约 84A，额定功率为 1KW，使用这样的滤波电路与电子元件，可以使电压电流比 较平稳的输出。 对一般变换电路来说，直接通过升压变换也能实现对电动机进行驱动，但 是由于变压器一、二次侧的电压等级差别较大，这使得变压器的设计难度加大。 通过使用两级升压电路，可以减少一、二次侧电压等级的差别，减少变压器的 设计难度。由于在普通的升压电路中对开关管器件要求较为严格，开关管所承 受的电压冲击较大，极易造成开关管的损坏。 第四章 DC/DC 变换器控制电路的设计 - 20 - 第四章.DC-DC 变换器控制电路的设计 4.1 PWM 控制芯片 SG3525 功能简介 SG3525 是电流控制型 PWM 控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接 反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信 号与误 差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流 跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无 论开关电源的电压 调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比 较理想的新型控制器。 4.1.1 SG3525 引脚功能及特点简介 图 4-1 SG3525 内部框图 第四章 DC/DC 变换器控制电路的设计 - 21 - 图 4-2 SG3525 管脚 1.Inv.input(引脚 1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反 馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚 9）相连，可构成跟随 器。 2.Noninv.input(引脚 2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中， 该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚 9）之间接入不 同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。 3.Sync(引脚 3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可 实现与外电路同步。 4.OSC.Output(引脚 4)：振荡器输出端。 5.CT(引脚 5)：振荡器定时电容接入端。 6.RT（引脚 6）：振荡器定时电阻接入端。 7.Discharge(引脚 7)：振荡器放电端。该端与引脚 5 之间外接一只放电电阻， 构成放电回路。 8.Soft-Start(引脚 8)：软启动电容接入端。该端通常接一只 5 的软启动电容。 9.Compensation(引脚 9)：PWM 比较器补偿信号输入端。在该端与引脚 2 之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。 第四章 DC/DC 变换器控制电路的设计 - 22 - 10.Shutdown(引脚 10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出 被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。 11.Output A（引脚 11）：输出端 A。引脚 11 和引脚 14 是两路互补输出端。 12.Ground(引脚 12)：信号地。 13.Vc(引脚 13)：输出级偏置电压接入端。 14.Output B（引脚 14）：输出端 B。引脚 14 和引脚 11 是两路互补输出端。 15.Vcc（引脚 15）：偏置电源接入端。 16.Vref(引脚 16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准 电压。 特点如下： （1）工作电压范围宽：835V。 （2）5.1（1 1.0%）V 微调基准电源。 （3）振荡器工作频率范围宽：100Hz400KHz. （4）具有振荡器外部同步功能。 （5）死区时间可调。 （6）内置软启动电路。 （7）具有输入欠电压锁定功能。 （8）具有 PWM 琐存功能，禁止多脉冲。 （9）逐个脉冲关断。 （10）双路输出（灌电流/拉电流）： mA(峰值)。 其外部电路为： 第四章 DC/DC 变换器控制电路的设计 - 23 - IN- 1 IN+ 2 SYNC 3 OS C 4 CT 5 RT 6 DIS 7 SS 8 VR EF 16 VS 15 OUTB 14 VC C 13 GND 12 OUTA 11 SD 10 COMP 9 SG3525SG3525 R5 10k R610K R810R7 2.8K 220PF 0.1uF 0.01uF 50pF 200uF +15V c17 R10 15k COMP COMP VR EF VR EF 10k Uf 图 4-3 SG3525 外部电路 4.1.2 SG3525 的工作原理 SG3525 内置了 5.1V 精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输 入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525 还增加了同步功能，可以工作在 主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设 计提供了极大的灵活性。 在 CT 引脚和 Discharge 引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功 能。由于 SG3525 内部集成了软启动电路，因 此只需要一个外接定时电容。 SG3525 的软启动接入端（引脚 8）上通常接一个 5 的软启动电容。上电 过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的 PWM 比较器反向输入端处于低电平，PWM 比较器输出高电平。此 时，PWM 琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之 无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚 8 处于高电平 时， SG3525 才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输 入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电 第四章 DC/DC 变换器控制电路的设计 - 24 - 压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将 导致 PWM 比较器输出为正的时间变长，PWM 琐存器输出高电平的时间也变长， 因此 输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实 现了稳态。反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当 Shutdown（引脚 10） 上的信号为高电平时，PWM 琐存器将立即动作，禁止 SG3525 的输出，同 时， 软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关 断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown 引脚不能悬空，应 通 过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响 SG3525 的正常工作。 欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在 SG3525 的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。 此外，SG3525 还具有以下功能，即无论因为什么原因造成 PWM 脉冲中止， 输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM 琐存器才被复位。 1.1.3 SG3524 与 SG3524 主要区别 作为 SG3524 的增强版本，SG3525 在以 下方面进行了改进。 1)增加欠电压锁定电路。当 SG3525 输入电压低于 8V 时，控制器内部电路 锁定，除基准电源和一些必要电路之外的所有电路停止工作，此时控制器消耗 的电流极小。 2)增加了软启动电路。引脚 8 为软启动控制端，该端可外接软启动电容。 软启动电容由 SG3525 内部 50 的恒流源进行充电。 3)提高了基准电源的精度。SG3525 中基准电源的精度提高了 1%，而 SG3524 中基准电源的精度只有 8%。 4)去除了限流比较器。 SG3525 去除了 SG3524 中的限流比较器，改由外 部关断信号输入端（引脚 10）来实现限流功能，同时还具有逐个脉冲关断和直 流输出电流限幅功能。实 际使用中，一般在引脚 10 上接电流检测信号，如果 过电流检测信号维持时间较长，软启动电容将被放电。 第四章 DC/DC 变换器控制电路的设计 - 25 - 5)PWM 比较器的反向输入端 增加至两个。在 SG3524 中，误差放