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电气传动 2 0 1 5 年第4 5 卷第5 期 E L E C T R I C D R I V E 2 0 1 5 V o 1 4 5 N o 5 反激式光伏并网微逆变器不同 工作模式的研究 周茜茜 ， 汪海宁， 戴云霞 ， 张震 ( 合肥工业大学 教育部光伏系统工程研究中心能源研究所， 安徽 合肥 2 3 0 0 0 9 ) 摘要： 反激式光伏并网微逆变器常用的工作模式有不连续导通模式( D C M ) 和连续导通模式( C C M ) 两种。在 分析反激式逆变器工作原理的基础上 ， 从控制策略、 关键参数设计以及功率器件的电压电流应力 3 方面对工 作在两种不同模式下的逆变器进行设计和比较， 分析两种模式的优劣， 并借助M a t l a b 仿真软件进行验证， 为 反激式逆变器工作模式的选择及电路参数的设计提供参考。 关键词 ： 反激式； 微逆变器； 光伏并网； 不连续导通模式 ； 连续导通模式 中图分类号 ： T M4 6 4 文献标识码 ： A Re s e a r c h o n Di ffe r e n t Op e r a t i n g M o d e s o f PV Gr i d c o n n e c t e d M i c r o i nv e r t e r Ba s e d o n F l y b a c k To p o l o g y Z HOU Xi x i ， W AN G Ha i n i n g ，DAI Yu n x i a， Z HANG Z h e n ( R e s e a r c h C e n t e r f o r P h o t o v o h a i c S y s t e m E n g i n e e r i n g o fMO E E ner g y I n s t i t u t e ， H e f e i U n i v e r s i t y ofT e c h n o l o g y ， H e f e i 2 3 0 0 0 9 ， A n h u i ， C h i n a ) Ab s t r a c t ：F o r g r i d c o n n e c t e d fl y b a c k mi c r o i n v e r t e r ， t h e f a v o r e d o p e r a t i o n mo d e s a r e t h e d i s c o n t i n u o u s c o n d u c t i o n mo d e( D CM)a n d t h e c o n t i n u o u s c o n d u c t i o n mo d e( CC M) B a s e d o n t h e o p e r a t i o n p r i n c i p l e o f fl y b a c k i n v e rte r s ，a c o mpa r a t i v e l o ok f r o m c o n t r o l s t r a t e g i e s ，ke y pa r a me t e r s ，t h e v o l t a g e a nd c u r r e n t s t r e s s o f po we r d e v i c e s we r e p r e s e n t e d w h i c h h e l p e d t o i d e n t i f y t h e p o t e n t i a l a d v a n t a g e s a n d d i s a d v a n t a g e s o f e a c h mo d e T h e r e s e a r c h wa s p r o v e d b y Ma t l a b s i mu l a t i o n a n d c o u l d p r o v i d e a r e f e r e n c e f o r s e l e c t i n g o p e r a t i o n mo d e a n d d e s i g n i n g c i r c u i t s a c c o r d i n g t o t h e d e s i g n r e q u i r e me n t s Ke y wo r d s ： fl y b a c k ； mi c r o i n v e r t e r ； p h o t o v o l t a i c g r i d- c o n n e c t e d ； d i s c o n t i n u o u s c o n d u c t i o n mo d e( DC M)： c o n t i n u o u s c o n d u c t i o n mo d e ( C CM) 1 引 言 逆变器作为太阳能发电系统的核心器件， 在 光伏技术 的开发和利用中有着至关重要的作 用。传统集中式逆变器是将多个光伏模块串、 并 联后 ， 再与逆变器连接 ， 存在着失配损耗 、 抗 阴影 能力差 、 无法灵活扩展等问题 ， 而光伏并 网微逆 变器是基于每个光伏模块的逆变器 ， 从安全性 、 经济性以及小型化方面考虑都有独特的优点， 是 未来逆变器的发展趋势之一n 。 文献 1 3 列 出了许多可行的微型逆变器拓 扑， 其中反激式拓扑因结构简单 、 具有电气隔离、 电压调节范围宽等优点而受到广泛研究。反激 式拓扑有 3 种工作模式 ： 断续导通模式 ( DC M) 、 临界导 通模 式 ( B C M) 、 连续 导 通模 式 ( C C M) 。 相对于DC M和C C M来说 ， B C M的开关频率不是 固定的， 增加了滤波电路 、 主开关管等参数设计 难度， 故B C M在反激式逆变器中很少使用n 。而 基金项目： 国家 自然科学基金( 5 1 2 【 ) 7 o 4 O ) ； 安徽省 自然科学基金项 目( 1 2 0 8 0 8 5 Q E 9 7 ) ； 广东省引进创新科研团队计划资助( 2 0 1 1 N 0 1 5 ) 作者简介： 周茜茜( 1 9 8 9 一) ， 女， 硕士研究生， E m a i l ： h y z h o u x i x i 1 6 3 t o m 4 6 周 茜茜， 等 ： 反激 式光伏并 网微逆 变器不 同工作模式的研究 电气传动2 0 1 5 年第4 5 卷第 5 期 DC M和 C C M各具特色 ， 目前 已有不少文章对这 两种模式的控制及改进方法进行研究 ， 但很少 有 文章对这两种模式进行全面 的比较 。本文将 在分析 DC M和 C C M基本工作原理的基础上 ， 从 逆变器的控制策略、 电路参数设计等方面对其展 开分析和比较 ， 并借助Ma t l a b 仿真软件进行验 证 ， 为根据设计要求合理选择逆变器的工作模式 提供理论依据。 2 基本原理 反激式光伏并网微逆变器主电路拓扑如图 1 所示 。该电路初级是一个高频开关管 ， 进行输 出电流正弦调制 ； 中间的高频变压器 T兼有 电气 隔离 、 调整电压变 比和储能 的作用 ， 其匝 比为 1 ： n ； 次级是一个全桥逆变电路， 工作在工频极性 转换状态 ， 将前级输出的电流进行极性翻转 ， 经 输 出滤波后 ， 将其转 换为平 滑的正 弦波并 注入 电网。 DI s d ， _ 一 l C = 土 = s 图 1 反激式光伏并 网微 逆变器拓扑 F i g 1 F l y b a c k t o p o l o g y o f PV mi c r o i n v e r t e r 为 了更 好地 分析 反激 式逆 变器 在 D C M 和 C C M模式下的工作原理 ， 先假设 ： 1 ) 主开关 的开 关频率 远大于电网频率， 在一个开关周期内电 网电压 恒定； 2 ) 解耦电容c 血 足够大， 光伏组件 输出电压 在整个工频周期内恒定 ； 3 ) 忽略每个 开关周期内的能量损耗 。 由于次级 S ， s 与 S ： ， s ， 互补导通 ， 在工频正 负半周 内反激输 出电压 、 电流关系相 同 ， 因此可 以工频正半周为例， 介绍反激式逆变器在两种模 式下的工作过程。图2 示出D C M和C C M初 、 次 级电流波形 。 ( a ) DCM ( b ) CC M 图2 DC M和 C C M下初 、 次级 电流波形 Fi g 2 P r i ma r y a n d s e c o n d a r y c u r r e n t wa v e f o r ms i n DC M a n d CCM 2 1 DCM工作模态 1 ) 模态 t ， t ： 。主开关管 Q ， 导通， T的初级 电感电流线性上升， 其峰值电流由导通时间( 占 空 比) 决定 ， 由此可得 占空 比为 c M= ( 1 ) 式中： 为变压器原边电感； ， p 为初级电流峰值。 在一个开关周期内 ， 忽略逆变器传输的能量 损失 ， 可得 ： Z gi ：2 。s i n f ) ( 2 ) 式 中： ， 分别为电网电压和电流的有效值 ； 为一个开关周期内变压器初级平均电流： 冬 = 而由工频周期内功率平衡可得： ， p v = ， 肿 。 ( 4 ) 由式 ( 2 ) ， 式 ( 3 ) ， 式 ( 4 ) 可得 DC M模式下 占 空比为 aD c M 2 ,J l o L p 4 U o v I s i n ( o g t ) l ( 5 ) 2 ) 模态 ： ， t 。当Q 。 关断时， D 。 导通。T的次 级 电流线性减少到零 ， 变压器中能量经次级释放 到电网。 3 ) 模态 t ， “ 。当次级电流降为零后， 进入 DC M。C 向电网供电 ， 直到 Q 再次导通 ， 进人下 一 开关周期 。 2 2 CC M 工作模态 1 ) 模态I t t 。主开关管Q 导通， T 的初级电 感电流由一个非零的值开始线性上升。由伏秒 平衡原理可得 C C M下的占空比为 噍c M= IU g I l + ) ( 6 ) 2 ) 模态 ： ， t ， 。主开关管Q 关断， 变压器中 的能量经过次级 释放 到电网直到 t ， 时刻 Q 。 再 次 导通。 3 控制策略 3 1 反激式逆变器工作于DC M 的控制策略 当反激式逆变器工作在 D C M模式 下时 ， 由 式 ( 2 ) ， 式( 3 ) ， 式 ( 5 ) 得系统的传递 函数为 Gi d _ D C = I p fi = lu sl J P pv (7 ) 由式 ( 5 ) ， 式 ( 7 ) 可见 ， 当反激式逆变器工作 在D C M模式时， 最大功率点跟踪( MP P T ) I 起的 ， 的变化能直接反映到占空比的变化 ， 同时 电气传动2 0 1 5 年第4 5 卷第5 期 周茜茜， 等： 反激式光伏并网微逆变器不同工作模式的研究 占空 比与初级电流成线性关系。因此 ， 控制策略 较 为简单 ， 无需 电流反馈 的开环控 制就能满 足 要求 。本文采用电流峰值控制 ， 控制框 图如图 3 所示。 图3 DC M控制框 图 F i g 3 C o n t wl b l o c k d i a g r a m f o r DCM o p e r a t i o n MP P T 环节给出的电压基准与光伏模块 的输 入电压进行 P I 调节 ， 用以稳定 P V输入 电压 ， 同时 得到电流幅值参考信号 ， 用以控制进网电流的大 小 ， 从 而保 证光伏 电池能够 向电 网输送 最大功 率 。由电流幅值参考信号 与锁相环得到 的单位 正弦半波相乘可得到初级电流的参考信号 ， 再与 初级电流相比较， 得到主开关管的驱动信号。次 级开关管驱动信号直接 由电网采样信号经过零 比较器得到。 3 2 反激式逆变器工作于CC M 的控制策略 当反激式逆 变器 工作 在 C C M模式下 时 ， 系 统 的 传递 函数 在 s 平 面 的右 半 平 面有 一个 零 点 ， 占空 比与输 出电压及 电流呈非线性关系 ， 因 此 需要对整个 系统进行 闭环 电流控 制 ， 增加 了 控制 系统设计 的难度 。通过对反激式拓扑数学 建模 ， 可得 CC M模 式下 占空 比与电流之间的关 系式 ： = + ( 8 ) 式中： G 为P I 调节器； r为电流参考信号； 为全 桥输出电压 。 其 中， 第 1 项 为电流闭环控 制 ， 用 于动态跟踪 电 流参考信号 ； 第 2 项 为 占空 比前馈补偿 ， 用 以提 供系统稳态时的占空 比， 同时还能消除输入 、 输 出电压 波 动 引起 的干 扰 。控 制 框 图 如 图 4 所 示 。 在 C C M 下 ， 逆 变 器 采用 平 均 电流 控 制策 略。电流参考信号的产生、 全桥开关管的控制均 与D C M模式一致， 唯一不同的是通过电流闭环 控制 以及 占空 比前馈控制得到主开关管 的开关 信号。 48 图4 C C M控制框 图 F i g 4 Co n t r o l b l o c k d i a g r a m f o r CCM o p e r a t i o n 3 3 控制策略对比分析 通过 上述 分析可 知 ， 反激式 逆变 器工作 于 DC M模式采用 的是开环控制 ， 只需控制初级 电 流的包络线严格按照正弦参考 电流进行调制 ， 就 能得到高质量 的并 网电流 ， 控制较为简单 ； 而工 作 于 C C M 模式采用的是闭环控制 ， 需要选 择合 适 的P I 参数才能达到系统所需的稳定裕度 、 增益 和带宽 ， 系统设计较为复杂 ， 同时全桥输出 电流 在跟踪电流参考信号时存在偏差， 会影响并网电 流的质量。 在动态抗扰性能方 面 ， DC M模式 的控制 中 无并 网电压 、 电流反馈 ， 无法抑制并 网电压 、 电流 的扰动 ， 但能通过最大功率点跟踪调节光伏 电池 输出电压 、 电流的波动 ； 而 C C M模式 由于采用 了 电流闭环控制 以及 占空 比前馈补偿 ， 光伏电池板 输出电压 、 电流 ， 并 网电压 、 电流 的波动能够得到 比较及时的调节 ， 具有更好的动态响应性能和抗 干扰能力 。 4 主电路关键参数设计 4 1 反激式变压器原边电感设计 由式 ( 5 ) 、 式 ( 6 ) 可得 DC M模 式 、 C C M模式 的最大 占空 比分别为 dD c M = 2 J l p v L p f U p v ( 9 ) 吃c M = , ff【 ， n ( 2 己 ，丌 n + n V ) ( 1 0 ) 由式( 9 ) 、 式( 1 0 ) 可得逆变器工作的临界电感值 ： ， pv c 丽 当L 三 。 时 ， 逆变器工作在 D C M模式下 ； 当 L 。 。时， 逆变器则工作在C C M模式下。 4 2 器件应力计算与比较 4 2 1 开关管 Q 的电压电流应力 当开关管 Q 。 关断时 ， 其上 电压应力为输入电 周茜茜， 等： 反激式光伏并网微逆变器不同工作模式的研究 电气传动 2 0 1 5 年第4 5 卷第5 期 压和副边电压映射到原边的电压之和， 则有： = + 2 l珊 。 n ( 1 2 ) 对于Q 上 的电流应力 ， 在 D C M模式下 ， 由式 ( 1 ) ， 式( 5 ) 可得 ： ， Q c M = 2 , I p v U p v ( t p f ) ( 1 3 ) 在 C C M模式下 ， 为 了方便分析 ， 假设变压器 原边等效电流， L ， 则 1 个开关周期内， 原边平均电 流和输出平均电流可表示为 I I p r i = d c c M I L I n 1 = ( 1 一 吃c M ) I L n 由此可得 I Q _ C c M = ， L + 0 5 即CC M下开关管 Q 的电流应力为 1 I Q v C C M ma x= + 2 I p U p + 毒 D ) 4 二 r v 4 2 2 副边二极管 D 的电压电流应力 当原边开关管 O， 导通时 ， D。 承受最大反向压 降， 其上电压应力为 = + 2 ( 1 5 ) 由变压器原 副边 电流关 系可得 D。 上 的电流 应力为 ： ， Q n ( 1 6 ) 4 2 - 3 全桥 S 1 - S 的电压电流应力 全桥 S I S 的电压应力为 网侧 电压峰值 ， 即 ： 一v = 2 ( 1 7 ) 而电流应力与二极管D 上一致。 4 2 4 应力比较 经 过 上述 分 析得 到 了逆 变器 分 别 工作 在 DC M 和 C C M 下各功率器 件 的电压 电流应力表 达式 。由式 ( 1 2 ) 、 式( 1 5 ) 、 式 ( 1 7 ) 可知 ， 在输人输 出一定的情况下 ， 器件电压应力只与匝比凡 有关 ， 而与逆变器的工作模式无关。对于器件的电流 应力 ， 由式( 1 3 ) 、 式 ( 1 4 ) 、 式( 1 6 ) 可知在输人输出 相 同的情况下 ， CC M模式 比 D C M模式 电流应力 小， 损耗小， 因而具有更高的效率。 4 3 输 出滤波网络设计 在满载的情况下， 电路的阻值取决于下式： R=U 。 由此可得滤波电感的最大值为 = ( 2 ) = ( 2 ) 而C L 滤波网络的截止频率又可以表示为 = 1 ( 2 n 三 i ) ( 1 8 ) 由上式可得滤波 电容 的最小值为 Cf ,m j =1 ( 2 n f ) L 】 考虑电容的裕量及系统的功率因数， 确定滤波 电容的取值， 再代人式( 1 8 ) fl 可得到滤波电感值。 5 仿真结果与分析 为了验证上述分析的可靠性 ， 分别设计了工 作在 DC M和 C C M模式的 2 2 0 W 反激式逆变器 ， 具体参数如表 l 所示， 并通过Ma t l a b 仿真软件对 这 2 种模式进行建模仿真。 表 1 2 2 0 W 反激逆变器 DCM和 C CM 模式参数设 计 Ta b 1 De s i g n o f 2 2 0 W fly b a c k i n v e r t e r s i n DCM a n d CCM D C M和C C M模式若干开关周期内的初、 次 级电流波形如图5 所示。由图5 可见， 在1 个开关 周期内 ， 2 种模式 的初 、 次级 电流波形与第 2 节 的 基本原理 分析完全一致 。同时 ， DC M模式 的初 级 电流应力近似为CC M模式 的初级 电流应力的 2 5 倍 ， 与表 l 中参数设计一致。 ( 1 0 ) C o ) C C M 图 5 初 、 次级电流波形 Fi g 5 P r i ma r y a n d s e c o n d a r y s i d e c u r r e n t wa v e f o r ms 49 电气传动 2 0 1 5 年第4 5 卷第5 期 周茜茜， 等： 反激式光伏并网微逆变器不同工作模式的研究 D C M和C C M模式 1 个电网周期内的初级电 流和并 网电压 、 电流的仿真波形如图 6 所示 。由 图 6 可见 ， 2 种模式下并 网电流和 电网电压 同频 同相 ， 实现了功率因数接近 1 的并网。 8 0 、 4 o6 O 2 0 0 之 3 0 2 0 1 0 0 之 - a s ( a ) DCM d s ( b ) C C M 图6 初级 电流和并 网电压 电流波形 F i g 6 W a v e f o r ms o f p fima c u r r e n t a n d g r i d v o l t a g e a n d c u r r e n t 对并网电流 进行频 谱分析可得 ， 在额定功 率下 ， DC M模式并网电流 T HD为 2 2 1 ， C C M模 式并 网电流 T HD为 3 4 5 ， 均符合 I E C 6 1 7 2 7 ( 光 伏系统供 电机构接 口要求 ) 标准 。同时 ， D C M模 式 的并 网电流质量 高于 C C M模式 ， 与理论分析 相符。 6结 论 为复杂， 同时变压器体积较大从而加大了逆变器 体积 ； 而微逆变器工作在 D C M模 式下控制 策略 设计简单 ， 并网电流质量高 ， 变压器体 积较小 ， 但 由于采用开环控制 ， 动态响应性能和抗干扰能力 较差 。因此 ， 对于反激式光伏并网微逆变器工作 模式 的选择 ， 需要综合考虑各种 因素 ， 折 中选择 较为合适的工作模式 。 2 3 4 5 6 7 本 文在分析 DC M和 C C M模式基本工作原 理的基础上 ， 从控制策略 、 电路参数设 计等诸 多 方面对这两种模式进行设计和比较。结果表明： 在相 同的功率等级 下 ， 反激式微逆 变器工作 在 C C M模式下具有较小的电流应力， 功率器件选型 成本低， 损耗小 ， 但须采用闭环控制， 控制策略较 参考文献 K j a e r S BP e d e r s e n J K，B l a a b j e r g F A R e v i e w o f S i n g l e p h a s e G ri d c o n n e c t e d I n v e r t e r s for P h o t o v o h a i c Mo d u l e s 【 J j I E E E T r a n s o n I n d u s t r y Ap p l i c a 2 0 0 5 ， 4 1 ( 5 ) ： 1 2 9 2 - 1 3 0 6 K j a e r S B P e d e r s e n J K，B l a a b j e r g F P o w e r I n v e r t e r T o p o i o g i e s f o r P h o t o v o h a i c M o d u l e s A R e v i e w C I n d u s t ry A p p l i - c a t i o n s Co n f e r e nc e2 0 o 2，3 7 I AS An n ua l Me e t i n g 2 0 0 2： 78 2 7 8 8 K j a e r S B D e s i g n a n d C o n t r o l o f a n I n v e rt e r f o r P h o t o v o h a i c A p p l i c a t i o n s M D E N M A R K： A a l b o r g U n i v e r s i t y ， 2 0 0 5 Ne s h a a s t e g a r a n P，Ka r s h e n a s H RI n v e s t i g a t i o n o f S i n g l e- s t a g e F l y b a c k I n v e r t e r u n d e r D i f f e r e n t O p e r a t i n g M o d e s c P o we r El e c t r o n i c s 4 Driv e S y s t e m a n d Te c h n o l o g i e s C o n f e r - e n c e( P E D S T C ) 2 0 1 3 ： 2 8 8 2 9 3 丰瀚 麟 、 肖华峰 、 谢少军 反 激型电流源高频 环节 光伏并 网 逆变器研究 J 电力电子技术 ， 2 0 0 9 ， 4 3 ( 1 2 ) ： 4 3 4 5 Ky rr i t s i s A C h Ta t a k i s E C， P a p a n i k o l a o u N POp t i mu m De s i g n o f Cu r r e n t s o u r c e F l y b a c k I n v e rte r for De c e n t r a l