移动信道电波传播及无线链路计算.ppt

第2章 移动信道电波传播及无线链路计算,2.1 vhf、uhf频段电波传播特性 2.2 移动通信环境中的电波传播特性 2.3 多径传播与数字信号传输 2.4 电波传播特性的估算 2.5 无线链路计算(一) 2.6 无线链路计算(二) 2.7 分集接收技术 习题,2.1 vhf、 uhf频段电波传播特性,移动通信中， 移动台是处在运动状态之中的， 电波传播的条件随着移动而发生较大的变化， 接收信号的场强起伏也很大， 可达几十分贝， 极易出现严重的衰落现象。 图2 - 1示出了一个场强的实测记录。 由此可见， 接收信号出现严重的衰落现象是移动通信电波传播的一个基本特点。,图2 - 1 移动通信场强实测记录(f=160 mhz),2.1.1 电波传播方式 现代移动通信已广泛使用150 mhz(vhf)、 450 mhz、 900 mhz(uhf)频段， 因此， 必须熟悉它们的传播方式和特点。 发射机天线发出的无线电波， 通过不同的路径到达接收机， 当频率f 30 mhz时， 典型的传播通路如图2 - 2所示。,图 2 - 2 典型的传播通路,2.1.2 自由空间的传播损耗 直射波传播可按自由空间传播来考虑。 自由空间是一个理想的空间， 在自由空间中， 电波沿直线传播， 不发生反射、 折射、 绕射、 散射和吸收等现象。 在图2 - 3所示的自由空间中， 设在原点o有一辐射源， 均匀地向各方向辐射， 辐射功率为pt。,经辐射后， 能量均匀地分布在以o点为球心， d为半径的球面上。 已知球面的表面积为4d2， 因此， 在球面单位面积上的功率应为pt/4d2。 若接收天线所能接收的有效面积取为 a = 2/4， 则接收功率为,图 2 - 3 自由空间传播损耗,通常， 定义发射功率与接收功率的比值为传播损耗。 所以， 自由空间传播损耗lbs为,若以db表示， 则有,(2 - 1),2.1.3 大气中的电波传播 1. 大气折射 在不考虑传导电流和介质磁化的情况下， 介质折射率n与相对介电系数r的关系为,众所周知， 大气的相对介电系数与温度、 湿度及气压有关。 大气高度不同， r也不同， 即dndh是不同的。 根据折射定律， 电波传播速度v与大气折射率 n成反比， 即,大气折射对电波传播的影响， 在工程上通常用“地球等效半径”来表征， 即认为电波依然按直线方向行进， 只是地球的实际半径ro(6.37106 m)变成了等效半径re， re 与ro之间的关系为,2. 视线传播极限距离 视线传播的极限距离可由图2 - 4计算。 天线高度分别为ht和hr， 两个天线顶点的连线ab与地面相切于c点。 由于地球等效半径re远远大于天线高度，因此， 自发射天线顶点a到切点c的距离d1为,同理， 由切点c到接收天线顶点b的距离d2为,图 2 - 4 视线传播的极限距离,所以， 视线传播的极限距离为,在标准大气折射情况下， re = 8 500 km， 故,2.1.4 障碍物的影响与绕射损耗 实际情况中， 电波在直射传播中存在各种障碍物， 由障碍物引起的附加传播损耗称为绕射损耗。 设障碍物与发射点和接收点的相对位置如图2 - 5所示。 图中， x表示障碍物顶点p至直射线tr的距离， 称作菲涅尔余隙。 规定阻挡时余隙为负， 如图2 - 5(a)所示；无阻挡时余隙为正， 如图2 - 5(b)所示。,由障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙的关系如图2 - 5(c)所示。 图中， 纵坐标为绕射引起的附加损耗， 即相对于自由空间传播的分贝数。 横坐标xx1 中的x1是第一菲涅尔区在p点横截面的半径， 它由下列关系式求得,(2 - 2),图 2 - 5 障碍物与余隙绕射及损耗菲涅尔余隙的关系 (a) 负余隙； (b) 正余隙； (c) 绕射损耗与余隙关系,例 2.1 设在图2 - 5(a)所示的传播路径中， 菲涅尔余隙x=-82 m， d1=5 km， d2=10 km， 工作频率为150 mhz。 试求电波传播损耗。 解 先由式(2 - 1)求出自由空间传播损耗： lbs=32.45+20lg(5+10)+20lg150=99.5 db 由式(2 - 2)求第一菲涅尔区半径：,由图2 - 5(c)查得附加损耗(xx1-1)为 17 db， 所以电波传播的损耗为 l=lbs+17=116.5 db,2.1.5 反射波 当电波传播中遇到两种不同介质的光滑界面时， 如果界面尺寸比电波波长大得多， 就会产生镜面反射。 由于大地和大气是不同的介质， 所以入射波会在界面上产生反射， 如图2 - 6所示。,图 2 - 6 反射波与直射波,不同界面的反射特性用反射系数r表征， 它定义为反射波场强与入射波场强的比值， 可表示为 r=|r|e-j 式中， |r|为反射点上反射波场强与入射波场强的振幅比， 代表反射波相对于入射波的相移。,对于水平极化波和垂直极化波的反射系数rh和rv， 分别由下列公式计算：,(2 - 3),(2 - 4),式中， c是反射媒质的等效复介电常数， 它与反射媒质的相对介电常数r、 电导率和工作波长有关， 即 c=r-j60 对于地面反射， 当工作频率高于 150 mhz(2 m)时， 1， 由式(2 - 3)和式(2 - 4)可得 rv=rh=-1 即反射波场强的幅度等于入射波场强的幅度， 相差为180。,在图2 - 6中， 由发射点t发出的电波分别经过直射线(tr)与地面反射路径(tor)到达接收点r， 由于两者的路径不同， 因此会产生附加相移。 由图2 - 6可知， 反射波与直射波的路径差为,(2 - 5),通常， (ht+hr)d， 故上式中每个根号均可用二项式定理展开， 并且只取展开式中的前两项， 例如：,由此可得到,(2 - 6),由路径差d引起的附加相移为,(2 - 7),式中， 2/称为传播相移常数。 这时， 接收场强e可表示为,(2 - 8),2.2 移动通信环境中的电波传播特性,2.2.1 场强测试曲线显示的电波传播特性 1. 固定通信环境中的电波传播特性 固定无线通信的接收点测试的模拟信号的场强特性如图 2 - 7所示。 接收点的信号场强值(db)是时间t的函数。 其信号场强值取决于发、 收间的自由空间距离和地形地物对传播路径的阻挡程度。,图 2 - 7 固定点测试与模拟信号的场强特性,2. 移动通信环境中的电波传播特性 移动无线通信的接收点测试的场强特性可分作以下几种情况： (1) 定点移动测试的场强特性。 在给定接收点移动中对模拟信号进行场强测试， 其信号场强与时间的关系特性如图2 - 8所示。,图 2 - 8 给定点移动测试与模拟信号的场强特性,(2) 由近及远移动测试的场强特性。 沿路移动测试并记录不同距离接收点的模拟信号的电平， 其场强特性如图2 - 9所示。 接收点的信号场强值(db)是距离d的函数， 并随距离的增加而呈下降的总趋势。 分析表明， 它受到自由空间传播距离、 阴影效应(阻挡)、 多径效应、 移动体的移动速度等因素的影响。 图2 - 10所示为图2 - 9的移动场强特性的细部， 它可显示出信号起伏的严重性。,图 2 - 9 移动场强测试与模拟信号的场强特性,图 2 - 10 移动场强特性的细部,(3) 移动体测试的场强特性。 移动体变速运动时的场强特性。 图2 - 11所示为移动体变速运动时的场强的变化曲线。 移动体恒速运动时的场强特性。 图2 - 12所示为移动体恒速运动时的场强变化曲线。,图 2 - 11 变速运动时的场强的变化曲线,图 2 - 12 恒速运动时的场强的变化曲线 (a) 高速； (b) 低速,由上述移动条件下获得的场强特性曲线可以归纳出如下重要结论： (1) 移动通信环境电波传播的场强特性曲线的起伏现象加剧； (2) 场强特性曲线的平均值随距离的增加而衰减； (3) 场强特性曲线的中值呈慢速起伏变化， 即慢衰落； (4) 场强特性曲线的瞬时值呈快速或起伏变化， 即快衰落。,因此， 对移动条件下的场强特性进行分析可知， 移动通信环境电波传播特性有如下特点： (1) 自由空间传播损耗。 (2) 阴影衰落(效应)。 (3) 多径效应。 (4) 多普勒效应。,2.2.2 电波传播的衰落特性 1. 慢衰落特性 1) 慢衰落的原因 电波传播慢衰落有两个主要原因： 阴影效应和大气折射。 (1) 阴影效应。 移动台在运动过程中， 周围地形地物造成对电波传播路径的阻挡， 形成电磁场的阴影， 这种随移动台运动而不断变化的电磁阴影引起接收点场强中值起伏变化的现象叫做阴影效应。,(2) 大气折射。 当移动台处于静止状态时， 由于气象条件的平缓变化使大气相对介电常数发生变化， 导致大气折射率的变化， 从而引起接收点场强中值缓慢变化， 这种现象叫做大气折射。,2) 慢衰落的统计特性 因为接收点的信号电平的随机性， 在讨论其信号电平特性时， 需采用统计的方法。 慢衰落的统计特性是指接收信号的局部平均值。 (1) 局部均值。 局部均值的概念如图2 - 13所示。 图中， 横坐标x为距离， 且有x=vt， 纵坐标为场强。 距离x1点处的场强局部均值定义为,(2 - 9),图 2 - 13 场强局部均值,若将接收信号r(x)表示成慢衰落m0(x)和快衰落r0(x)两部分， 则可写作 r(x)=m0(x)r0(x) (2 - 10) 代入式(2 - 9)， 有,当x=x1， 并假定m0(x1)是实际的局部均值时， 则有 m(x1)=m0(x1)， x1-lxx1+l 因此， 对场强实测曲线做统计处理时， 应选择适当的l以满足下列关系：,r(t)= m0(t)r0(t),(2) 对数正态分布。 基于位置函数， 对表征慢衰落的局部均值的统计规律分析表明， 慢衰落符合对数正态分布。 即有,同理， 基于时间函数的对数正态分布为,(2 - 11),(2 - 12),(3) 联合分布的标准离差。 当l和t是统计独立的正态分布的标准离差时,2 电波传播的快衰落特性 1) 快衰落的原因 移动台附近的散射体(地形、 地物和移动体等)引起的多径传播信号在接收点相叠加， 造成接收信号快速起伏的现象叫快衰落。 具体来说， 快衰落可分为以下4种典型情况。,(1) 移动台保持静止， 周围是移动体。 接收信号的衰落取决于周围移动体的流量和与移动台的距离。 (2) 移动台以速度v运动， 周围无散射体。 由于移动台的运动产生多普勒效应， 因此会引起接收信号电平的起伏。 接收信号可表示为,(2 - 13),或写作,其中， =2/， x=vt, x为位移， v为速度； 为电波传播方向与移动台运动方向的夹角； a为信号幅度； f0为发送信号的载波频率。 若定义多普勒频率为,(2 - 14),由(2 - 13)式可知， 多普勒效应使接收信号的载波频率 变为 fr=f0-fd,(3) 移动台以速度v在基站和一个反射体间运动。 移动台收到来自基站的直射波和反射波。 因为当=0时， 式(2 - 13)即为直射波信号； 当=180时， 式(2 - 13)即为反射波信号， 所以接收点的信号为,其信号包络为一驻波， 即,(4) 移动台以速度v运动， 接收来自n个方向的反射波而无直射波。 接收点的信号为n个路径信号的和， 即,2) 快衰落的统计特性 快衰落的统计特性包括信号包络统计特性和瞬时幅度特性两方面。 (1) 快衰落信号包络统计特性。,移动台远离基站的情况下， 快衰落信号包络统计特性是指在无直射波的n个路径传播时， 接收信号的包络统计特性。 若每条路径的信号幅度为高斯分布， 相位在02 内为均匀分布， 则合成信号的包络分布为瑞利(raleigh)分布(可参见图2 - 14(a)， 且有如下概率密度函数(probability density function)表达式：,(2 - 15),图 2 - 14 概率密度函数,而合成信号的相位分布为均匀分布， 即,(2 - 16),合成信号包络的累积概率分布 (cumulative probability distribution)为,(2 - 17),一阶矩(均值)为,二阶矩为,利用式(2 - 17)表示的信号包络的累积分布， 可定义信号包络样本区间的中值(场强中值)是满足下式的rm值， 即 p(rrm)=0.5 (2 - 18) 可求得rm=1.77。,移动台靠近基站的情况下， 快衰落信号包络统计特性是指在含有一个强直射波的n个路径传播时， 接收信号的包络统计特性。 若每条路径的信号幅度为高斯分布， 相位在02内为均匀分布， 则合成信号的包络分布为莱斯(rician)分布 (可参见图2 - 14(b)， 且有如下概率密度函数表达式：,(2 - 19),当 时， 式(2 - 19)可简化为,(2 - 20),(2) 快衰落瞬时幅度特性。 快衰落瞬时幅度特性可用电平通过率(level crossing rate)、 衰落速率(fading rate)、 衰落深度(deep of fading)和衰落持续时间(faded duration)来表征。 电平通过率lcr(level crossing rate，)是指在单位时间内信号电平以正斜率通过某一给定电平a的次数。 若时间t内发生n次则有,图(2 - 15)中所示的a为给定电平， 在时间t内以正斜率通过a电平的次数为4次， 所以其电平通过率等于4/ t。 因为电平通过率是随机量， 所以多用平均电平通过率来描述， 它与移动体运动速度v、 工作波长有关， 可表示为,(2 - 21),式中,图 2 - 15 电平通过率和平均衰落持续时间,衰落速率是指在单位时间内信号电平以正斜率通过中值电平的次数。 它等于某一给定电平为中值电平时的电平通过率。 中值电平满足式(2 - 18)的rm值。 衰落速率与信号波长、运动速度v和多径数目有关。 由经验数据可得到平均衰落率(average fading rate)为,衰落持续时间是指信号电平低于某一电平(门限电平)的持续时间。 它是随机量。 因此，可定义平均衰落持续时间afd(average faded duration)： 信号电平低于某一规定电平值a的概率与该规定电平值的电平通过率之比， 即有,2.3 多径传播与数字信号传输,多径衰落信道对模拟信号传输的影响已为人们所熟悉。 其信道特性可由信号在自由空间传播损耗、 信号衰落深度、 信号衰落次数等参数来表征。 这些参数决定了电波传播的覆盖范围和场强分布图。 但是， 对数字信号的传输来说， 仅有这些参数是不够的。,在图2 - 16中， 示出了信号的时延扩展的情况。当工作频率为850 mhz、 移动台速度为15 kmh时， 信号衰落次数为16次/s， 衰落持续时间为6 ms。 局部散射体引起的近区时延扩展在市区为3 s， 在郊区为0.3s。 远区高层建筑物引起的信号时延约为20s， 远山区引起的多径时延约为100s。 下面将重点讨论多径时延扩展对数字通信的影响。,图 2 - 16 移动通信多径传播时延扩展,2.3.1 多径时延扩展 若已知多径时延的分布为p()， 则有平均时延(一阶矩)为,二阶中心矩(方差)为,定义多径时延扩展为， 且有表达式,(2 - 22),图 2 - 17 多径时延统计参量的物理意义,2.3.2 相关带宽和相关时间 1. 信道相关带宽 信道相关带宽是表征载波频率不同的信号其包络衰落的相关性。 相关带宽bc与多径扩展有关， 它反映信道的时间散布。 当相关系数取0.5时， 相关带宽可有如下表达式：,(2 - 23),2. 信道相关时间 信道相关时间t与信道多普勒扩展bd有关， 它反映信道的频率散布。 可表示为,(2 - 24),2.3.3 多径衰落信道对数字信号传输的影响 1. 幅度衰落特性对数字信号的影响 1) 幅度衰落特性 多径传播将引起接收信号呈现幅度(包络)衰落和频率选择性衰落。 多径信号的包络衰落分为慢衰落(短期衰落)和快衰落(长期衰落)。,可得到如下的统计规律： (1) 无直射波的移动通信环境下的快衰落符合瑞利分布。 (2) 有直射波的移动通信环境下的快衰落符合莱斯分布。,2) 幅度衰落的影响 幅度慢衰落表现为接收信噪比的缓慢变化， 它将影响数字信号传输的误码率。 为保证传输误码率小于给定值， 要求接收点处的信号电平高于门限值。 快衰落瞬时幅度特性是用电平通过率、 衰落速率、 衰落深度和衰落持续时间以及衰落持续时间的分布来表征的。,2. 选择性衰落信道 1) 时间选择性信道 时间选择性信道是指在时间(0， t)内， 信号的包络、 频率和相位均随时间而变化。 2) 频率选择性信道 频率选择性信道对不同频率的信号具有不同的增益和相移， 这将对数字信号产生波形失真， 甚至造成信号的重叠， 引起符号间干扰。,3) 频率非选择性慢衰落信道 频率非选择性慢衰落信道是指信号带宽w满足条件wbc， 信号持续时间t满足条件tt的信道。,2.4 电波传播特性的估算,2.4.1 市区传播损耗中值 在城市街道地区， 电波传播损耗取决于传播距离d、 工作频率f、 基地站天线有效高度hb， 移动台天线高度hm以及街道的走向和宽窄等。 om模型中， 给出了准平滑地形市区传播损耗中值的预测曲线簇， 如图2 - 18所示。,图 2 - 18 测准平滑地形大城市地区的电波传播损耗中值,若基地站天线有效高度不是200 m， 可利用图2 - 19查出修正因子hb(hb， d)， 对基本损耗中值加以修正， 它称为基地站天线高度的增益因子。 图2 - 20是以hb=200m， hm=3 m 作为0 db参考的。 hb(hb， d)反映了由于基地站天线高度变化， 使图2 - 19的预测值产生的变化量。 同样， 若移动台天线高度不等于3m时， 可利用图2 - 20查出修正因子hm(hm， f)， 对基本损耗中值进行修正， 它称为移动台天线高度的增益因子。,图 2 - 19 基地站天线高度增益因子,图 2 - 20 移动台天线高度增益因子,在考虑基地站天线高度增益因子与移动台天线高度增益因子的情况下， 式(2 - 25)所示的准平滑地形市区路径传播损耗中值应为 lt=lbs+am(f， d)-hb(hb， d)-hm(hm， f) (2 - 26),2.4.2 郊区和开阔区的传播损耗中值 郊区的建筑物一般是分散、 低矮的， 电波传播条件优于市区， 故其损耗中值必然低于市区损耗中值。 市区损耗中值与郊区损耗中值之差称为郊区修正因子kmr， 所以， kmr为增益因子。 它随工作频率和传播距离变化的关系示于图2 - 21中。,图 2 - 21 郊区修正因子,开阔区、 准开阔区(开阔区与郊区之间的过渡地区)的损耗中值相对于市区损耗中值的修正曲线如图2 - 22所示。,图 2 - 22 开阔区、 准开阔区修正因子,2.4.3 不规则地形上的传播损耗中值 1. 丘陵地的修正因子 丘陵地的地形参数可用“地形起伏”高度h表示。 其定义是： 自接收点向发射点延伸10 km范围内， 地形起伏的90与10处的高度差， 如图2 - 23所示。,图 2 - 23 丘陵地的修正因子,在丘陵地中， 由于起伏的顶部与谷部的损耗中值相差较大， 为此有必要进一步加以修正， 如图2 - 23所示。 图2 - 24中给出了丘陵地上起伏的顶部和谷部的微小修正值khf， 它是在kh的基础上， 进一步修正的微小修正值。,图 2 - 24 丘陵地形微小修正值,2. 孤立山岳地形的修正因子 当电波传播路径上有近似刃形的单独山岳时， 若求山背后的场强， 则应考虑绕射损耗、 阴影效应、 屏蔽吸收等附加损耗。 这时， 可用孤立山岳修正因子kjs加以修正， 其曲线如图2 - 25所示。,图 2 - 25 孤立山岳地形的修正因子,3. 斜坡地形的修正因子 斜坡地形系指在 510 km内倾斜的地形。 若在电波传播方向上， 地形逐渐升高， 称为正斜坡， 倾角为+m； 反之为负斜坡， 倾角为-m ， 如图2 - 26所示。,图 2 - 26 斜坡地形修正因子,4. 水陆混合地形的修正因子 在电波传播路径上， 如遇有湖泊或其它水域， 接收信号的路径损耗中值比单纯陆地传播时要低。 不难想像， 水路混合地形修正因子ks亦应为增益因子。 图2 - 27（c）中的横坐标用水面距离dsr与全部距离d之比(dsrd)作为地形参数， 纵坐标为水陆混合地形修正因子ks， 其值还与水面所处的位置有关。图中， 曲线a表示水面位于移动台一方时， 水陆混合地形的修正值(图2 - 27(a)； 曲线b表示水面位于基地站一方时的修正值图(2 - 27(b)。 当水面在传播路径的中间时， 则取上述两曲线的中间值。,图 2 - 27 水陆混合地形的修正因子,2.4.4 任意地形、 地物的传播损耗 1. 计算自由空间的传播损耗 根据式(2 - 1)， 自由空间的传播损耗lbs为 lbs=32.45 + 20lgd(km) + 20lgf(mhz) 2. 准平滑地形市区的信号中值 根据式(2 - 26)， 准平滑地形市区的传播损耗中值lt为 lt=lbs+ am(f， d)- hb(hb，d)-hm(hm， f),如果发射机送至天线的发射功率为pt， 则准平滑地形市区接收信号功率中值pp为 pp= pt-lt= pt-lbs-am(f， d)+hb(hb， d)+hm(hm， f) (2 - 27),3. 任意地形、 地物情况下的信号中值 任意地形、 地物情况下的传播损耗中值la为 la=lt-kt (2 - 28) 式中， lt为准平滑地形市区的传播损耗中值； kt为地形、 地物修正因子， 它由如下项目构成： kt=kmr+qo+qr+kh+khf+kjs+ksp+ks (2 - 29),式中： kmr郊区修正因子， 可由图2 - 21查得； qo、 qr开阔区、 准开阔区修正因子， 可由图2 - 22查得； kh、 khf丘陵地形修正因子及丘陵地微小修正值， 可由图2 - 23、 图2 - 24查得；,任意地形、 地物情况下， 接收信号的功率中值ppc是以准平滑地形市区的接收功率中值pp为基础， 加上地形、 地物修正因子kt， 即 ppc=pp+kt (2 - 30),例 2.2 某一移动电话系统， 工作频率为450 mhz， 基地站天线高度为70m， 移动台天线高度为1.5m， 在市区工作， 传播路径为准平滑地形， 通信距离为20 km， 求传播路径的损耗中值。 例 2.3 若上题改为在郊区工作， 传播路径是正斜波， 且m=15mrad， 其它条件不变， 再求传播路径的损耗中值。,4. 奥村(okumura)传播路径损耗经验公式 根据奥村的各种传播路径损耗经验曲线， 可归纳出一个传播路径损耗经验公式： lp=69.55+ 26.16lgfc-13.82lghb-a(hm) +(44.9- 6.55lghb)lgd(db) (2 - 31),中小城市的修正因子a(hm)为 a(hm)=(1.1lgfc-0.7)hm-(1.56lgfc-0.8) (2 - 32) 大城市的修正因子a(hm)为 a(hm)=3.2(lg11.57hm)2-4.97， fc400mhz (2 - 33) a(hm)=8.29(lg1.54hm)2-1.1， fc200 mhz (2 - 34),2.4.5 其它因素的影响 1. 街道走向的影响 电波传播的损耗中值与街道的走向(相对于电波传播方向)有关， 特别是在市区， 当街道走向与电波传播方向平行(纵向)或垂直(横向)时， 在离开基地站同一距离上， 接收的场强中值相差很大。 图2 - 28给出了它们相对于基本损耗中值的修正曲线。,图 2 - 28 市区街道走向修正值因子,2. 建筑物的穿透损耗 各个频段的电波穿透建筑物的能力是不同的， 一般来说波长越短， 穿透能力越强， 如表2- 1所示。 同时， 各个建筑物对电波的吸收能力也是不同的。 不同的材料、 结构和楼房层数， 其吸收损耗的数据都不一样。,表 2 - 1 建筑物的穿透损耗 (地面层),一般介绍的经验传播模型都是以在街心或空阔地面为假设条件， 故如果移动台要在室内使用， 在计算传播损耗和场强时， 需把建筑物的穿透损耗也计算过去， 才能保持良好的可通率。 即 lb=l0-lp 式中，lb为实际路径损耗中值， l0为在街心的路径损耗中值， lp为建筑物的穿透损耗。,3. 植被损耗 树木、 植被对电波有吸收作用。 在传播路径上由树木、 植被引起的附加损耗不仅取决于树木的高度、 种类、 形状、 分布密度、 空气湿度及季节的变化， 还取决于工作频率、 天线极化、 通过树林的路径长度等多方面因素。 在城市中， 由于树林、 绿地与建筑物往往是交替存在着， 所以， 它对电波传播引起的损耗与大片森林对电波传播的影响是不同的。 大片森林对电波传播产生的附加损耗可参看图2 - 30。,图 2 - 29 信号损耗值与楼层高度,图 2 - 30 森林地带的附加损耗,图 2 - 31 电波在隧道中的传播损耗,4. 隧道中的传播 移动通信的空间电波传播在遇到隧道等地理障碍时， 将受到严重衰落而不能通信。 如地下铁道中的无线调度系统， 汽车移动电话在公路穿越河流或山脉的地下通道中， 均需解决隧道或地下通道中的传播问题。 空间电波在隧道中传播时， 由于隧道壁的吸收及电波的干涉作用而受到较大的损耗。 在图2 - 31中， 曲线a是频率为160 mhz时， 隧道内两半波偶极子天线之间的电波传播损耗。,*2.5 无线链路计算(一),2.5.1 信噪比和语音质量标准 信噪比的定义是： 在接收机的输出端， 低频信号+噪声+失真与噪声的功率比值， 即,信号+噪声+失真,噪声,这一比值有时也称为收信机的输出信噪比。 在没有特定干扰时， 它对语音而言即为信纳比：,信纳比(sinad)=,信号+噪声+失真,噪声+失真,在移动通信系统中， 信噪比的数值是根据语音质量的要求来确定的。 语音质量的合格标准对不同使用对象是不相同的， 因而其对应的信噪比数值也不相同。 语音质量的评定往往采用主观评定的办法， ccitt把语音质量划分为五级进行评分， 如表2 - 2所示。,表 2 - 2 ccitt语音质量五级评分标准,2.5.2 接收机允许的最小输入载噪比 在模拟移动电话系统中， 语音信号多采用调频制。 当调频波用鉴频器解调时， 解调器输出的信号和噪声电平随输入电平而变化， 其变化特性如图2 - 32所示。,图 2 - 32 调频接收机输出端信噪比与输入电平的关系,在模拟制移动通信系统中， 语音信号的调制多采用调频(相)制而不采用其它连续波调制， 这是因为调频制的抗噪声能力较强， 这一点可以从调频解调器输出信噪比的改善得以反映。 由调制解调的理论分析可知， 调频接收机输出信噪比与输入载噪比有如下的关系：,(2 - 35),在工程上， 多使用式(2 - 6)的改写形式， 即调频接收机的信噪比改善度gfm：,(2 - 36),2.5.3 噪声和衰落的影响 由于噪声和衰落的存在将导致信息传输质量的下降， 即造成信息的损伤或恶化， 所以， 在讨论系统质量指标时， 必须研究噪声和衰落的影响。 在移动通信的电路计算中， 可以把人为噪声和衰落的影响分成两部分来考虑， 一部分是人为噪声和多径衰落的影响， 另一部分是阴影效应引起接收信号中值变动的影响。,首先考虑人为噪声和多径衰落的影响。 我们知道， 当移动台运动时， 人为噪声和多径衰落是同时存在的， 而从语音质量主观评定的效果来看， 两者对接收机接收质量的影响相似。 其影响的大小可用恶化量来表示。 恶化量d定义为： 当存在人为噪声和多径衰落时， 为达到仅有接收机固有噪声时的同样语音质量， 所需的接收机输入电平的增加量。 统计测试表明， 移动台语音质量为3级和4级时的恶化量分别如图2 - 33和图2 - 34所示。,图 2 - 33 移动台接收机性能的恶化量(3级语音质量),图 2 - 34 移动台接收机性能的恶化量(4级语音质量),图中， 曲线a表示移动台车辆停在高噪声区的恶化量； 曲线b表示移动台车辆在高噪声区内运动时的恶化量； 曲线c表示移动台车辆在低噪声区内运动时的恶化量。 由图2 - 33和图2 - 34可见， 在频率较高时， 几条曲线有汇合的趋势。,图2 - 35和图2 - 36分别表示基地站接收质量为3级和4级时的恶化量。 在进行无线区的电路计算时， 为了满足规定的语音质量要求， 可将恶化量的因素作为接收机输入信号的抗噪声和抗多径衰落的储备量来处理。,图 2 - 35 基地台接收机性能的恶化量(3级语音质量),图 2 - 36 基地台接收机性能的恶化量(4级语音质量),2.5.4 接收机输入端要求的最低保护功率电平 1. 接收机输入电压与输入功率 如图2 - 37所示， 当电动势为e， 内阻为r的信号发生器接至接收机输入端时， 接收机输入端的实际电压为e2， 接收机输入功率为e24r。,图 2 - 37 接收机输入电压的定义,在电路计算中， 接收机输入电压常以dbv来表示。 此时， 接收机输入电压电平a为,(2 - 38),(2 - 39),(2 - 40),将式(2 - 40)中的输入电压e用电压电平a代入得 pr=a-10lgr-126(dbw) (2 - 41) 当r=75 时 pr=a-145(dbw) (2 - 42) 当 r=50 时 pr=a-143(dbw) (2 - 43) 表2 - 3列出了dbv、 dbmv与v之间的关系表。,表 2 - 3 dbv、 dbmv与v换算表,2. 接收机灵敏度与接收机输入端要求的最低保护功率电平 接收机灵敏度指无外界噪声和干扰， 在规定的标准测试条件下， 接收机输出端得到规定的语音质量时， 测得的接收机天线输入端所需的最小信号电压。 它能够较全面地反映接收机接收有用微弱信号的能力和接收机内部噪声的大小。 将输入灵敏度的电压值e代入式(2 - 42)或式(2 - 43)就可得到一个与之相对应的最小输入电平pr。,对陆地移动通信系统而言， 接收机输入端要求的最低保护功率电平是指： 在考虑环境噪声和多径衰落引起的恶化量d的情况下， 为了达到一定的语音质量， 所需要输入的最低功率电平， 它可用下式表示： pmin=pr+d (dbw) (2 - 44),3. 灵敏度与噪声系数的互换关系 对于调频接收机， 按定义结合实际测量， 以输入电动势表示的灵敏度为,(2 - 45),有时， 也用噪声系数f来表示接收机输入端要求的最低保护功率电平pmin。由于,将上式代入式(2 - 45)得,(2 - 46),取对数后得,(2 - 47),*2.6 无线链路计算(二),2.6.1 设计方程 在设计一个基站覆盖区时， 必须掌握一个基本原则和考虑三个相互制约的要素。 这个基本原则是设法使上行(移动台到基地站)和下行(基地站到移动台)信道的系统余量相等。,从而保证上、 下行的通信距离、 语音质量和通信概率大体相同。 三个要素是： 覆盖区半径； 语音质量； 通信概率(通信可靠性)， 即移动台在业务区范围内的任何位置上或在边缘地区希望满意通信的成功概率。,除上述三要素外， 还应当考虑传播环境， 地形、 地物特征， 使用频段以及可利用的系统参数等因素。 在此基础上， 就可以利用下面的设计方程来权衡。 sm=sg-sl (2 - 48) sg=pt+gt+gr-pmin (2 - 49) sl=la+lt+lr (2 - 50),例 2.4 某移动电话系统， 工作频率为450 mhz。 基地站天线高度70 m， 移动台天线高度为1.5m， 市区工作， 传播路径为准平滑地形， 通信距离20 km。 要求语音质量为3级， 业务区边缘的通信概率为50， 且基地站天线增益为10 db， 移动台天线增益为1.5 db， 发信端的附加损耗为4.5 db， 收信端的附加损耗为0.5 db， 移动台接收机灵敏度为0.7v。 移动台移动范围在低噪声区内。 求所需基地站发射机的输出功率。,例 2.5 考虑某大城市郊区公用移动电话系统中的一个基地站覆盖区。 要求覆盖半径为30 km， 覆盖区边缘的通信概率为50， 语音质量为4级。 传播环境为准平滑郊区低噪声区， 已知工作频率为450 mhz， 系统设备参数如下：,基地站发信设备参数： 天线增益 gt=8 db 附加损耗 lt=6 db 发射机输出功率 pt =25w 移动台设备参数： 天线高度 hm=3 m 天线增益 gr=2 db 馈线损耗 lr=0.5 db 接收机灵敏度 sv=0.7 v 问基地站发射天线应架设多高？,2.6.2 通信概率 1. 基地站覆盖区边缘的通信概率 当移动台沿无线覆盖区边缘行驶一周时(基地站位于中心)， 移动台接收信号的中值电平是一随机变量， 设其为x。 它服从平均值为al， 标准偏差为l的正态分布， 其概率密度函数为,(2 - 51),图 2 - 38 通信概率,例 2.6 根据例2.4的举例已知： 当要求无线覆盖区边缘的通信概率为50时， 所需发射机的输出功率为8.5dbw(7w)。 若要求无线覆盖区边缘的通信概率(只考虑位置概率)增加到90时， 问系统余量多大？发射机输出功率应增加到多少？ 例 2.7 在例2.6给定的无线设备参数及其它条件不变的情况下， 要求通信概率(只考虑位置概率)提高为90， 则此时通信距离变为多少公里？,表 2 - 4 位置分布和随时间分布的标准偏差,图 2 - 39 通信概率与系统余量的关系,图 2 - 40 无线覆盖区与半径示意,2. 移动台与移动台通信时的通信概率 前面讨论的都是基地站与移动台之间的电波传播， 下面将讨论移动台和移动台之间通信时的通信概率。 根据统计理论可知， 如果移动移动与固定移动所处的传播环境相同(包括地形、 地物、 环境噪声)， 那么在移动移动传播情况下， 接收信号场强中值随位置的变化应为两个固定移动接收信号中值电平的概率分布之和， 即服从两个正态分布和的分布规律。,假定在这种传播条件下， 两个分布具有相同的最大值， 则移动移动传播的位置标准偏差l是固定移动传播时的位置标准偏差l的 倍， 即,(2 - 52),3. 位置概率与时间概率 正态分布又称为高斯分布， 它在概率论与数理统计中占有特别重要的地位。 它之所以重要， 一方面， 它是最常见的一种概率分布； 另一方面， 很多其它概率分布在一定条件下可用正态分布近似表示， 或直接由正态分布导出。 正态分布的概率密度函数可表示如下：,(2 - 53),图 2 - 41 正态分布曲线,场强中值x(以db表示)随移动台位置变化的慢衰落服从正态分布， 其概率密度函数是,(2 - 54),(2 - 55),(2 - 56),2.6.3 基地站(与手持机)上、 下行线路的功率均衡 由设计方程式(2 - 48)、 (2 - 49)、 (2 - 50)可得 sm=sg-sl= pt+gt+gr-pmin-la-lt-lr 当系统余量sm=0db(即业务区边缘的通信概率为50)时， 空间传输的容许衰减值为 la=pt+gt+gr-lt-lr- pmin (2 - 57),当基地站和手持机的发射功率和最低保护接收电平确定之后， 上、 下行线路的传输方程如下： ld= pbt+gbt+gmr-lbt-lmr-p(m)min (2 - 58) lu=pmt+gmt+gbr-lmt-lbr-p(b)min (2 - 59),在工程上， 为改善上、 下行线路传输的平衡， 通常采取以下几项技术措施。 (1) 基地站采用分集接收， 以提高基地站接收天线增益， 不过通常在900 mhz频段， 采用空间分集接收， 改善仅为2db左右。 (2) 提高基地站接收机灵敏度， 如在基地站接收机前端加装低噪声放大器， 可提供6 db 的增益， 但其改善程度与基地站周围的环境噪声有关， 通常在噪杂的城区仅为24 db左右。,(3) 基地站采用全向发射天线， 而接收机采用6副60定向接收天线， 并采用自动定位技术， 以保持从信号最强的接收天线获取信号。 这样可提供58 db左右的增益。,2.7 分集接收技术,2.7.1 概述 (1) 多径信号的幅度衰落和相位延迟， 将引起接收的模拟信号呈包络衰落和频率选择性衰落。 (2) 表征数字信道特性的参数， 也即对数字信号传输具有重大影响的参数， 主要有多径带来的传播路径损耗， 信号到达时间的延迟扩展， 可移动体快速运动带来的多普勒频谱扩展。,(3) 蜂窝移动通信， 特别是数字蜂窝移动通信系统采用多项抗衰落、 抗干扰技术以保证移动通信的可靠性。 这些技术是： 用于抗白噪声的信源编码、 信道编码和调制技术； 用于抗慢衰落和远近效应的功率控制技术； 用于抗频率选择性衰落的扩频技术； 用于抗时间选择性衰落的信道交织技术和抗路径选择性衰落的rake接收技术； 用于抗空间选择性衰落的分集接收和分集发送技术； 用于抗多址干扰的多用户检测技术。,2.7.2 分集接收技术 1. 什么是分集 多径传播的信号到达接收机输入端， 形成幅度衰落、 时间延迟扩展以及多普勒频谱扩展，这将导致数字信号的高误码率(ber)， 严重影响通信质量。 为了提高系统抗多径的性能， 一个有效的方法是对信号的分集接收。 分集接收的基本思想是： 将接收到的多径信号分离成不相关的(独立的)多路信号， 然后将这些多路分离信号的能量按一定规则合并起来， 使接收的有用信号能量最大， 从而提高接收端的信噪功率比， 对数字信号而言， 使误码率最小。,因此， 分集接收技术应包括两个方面： (1) 如何把接收的多径信号分离出来， 使其互不相关； (2) 怎样将分离出的多径信号合并起来， 以获得最大的信噪比的收益。,2. 分集技术的分类 (1) 依分集的目的可分为： 宏观分集(macroscopic diversity)抗长期(慢)衰落为目的； 微观分集(microscopic diversity)抗短期(快)衰落为目的。 (2) 依信号传输的方式可分为： 显分集构成明显分集信号的传输方式， 多指利用多幅天线接收信号的分集； 隐分集分集作用隐含在传输信号之中的方式， 在接收端利用信号处理技术实现分集。,(3) 依获得独立路径信号的方法可分为： 空间分集、 时间分集、 频率分集和极化分集。 空间分集(space diversity)利用在空间相距为d的多副天线接收信号来实现分集。 当工作波长为时， 要求d/2， 以保证多副天线之间接收路径的独立性。 空间分集示意图如图2 - 42所示。 图2 - 42(a)为先合并后检测方式； 图2 - 42(b)为先检测后合并方式。,图2 42 空间分集(space diversity),时间分集(time diversity)要求 ttc， 即重发信号的间隔时间 t要大于信道相关时间tc， 以保证重发信号在时域上的独立性。 在移动通信系统中， 常采用交织编码技术来达到时间分集的目的， 其交织编码的深度应大于信道相关时间。,频率分集(frequency iversity)要求 wbc， 即频率分集信号的频率间隔w要大于信道相关带宽bc， 以保证各频率分集信号在频域上的独立性。 在移动通信系统中，可采用信号载波频率跳变扩展频谱技术来达到频率分集的目的。 其频率跳变的间隔应大于信道相关带宽。,3. 显分集的合并技术 1) 信号合并准则 设分集重数为l， 则合并的信号可表示为 s(t)=k1s1(t)+k2s2(t)+klsl(t) (2 - 61) 其中， ki为加权系数， i=1， 2， 3， ， l。 选择不同的加权系数就形成了不同的合并方法。,图 2 - 43 选择性合并原理框图,2) 最大信噪比准则下的信号合并方法 (1) 选择性合并(selective combining)。 选择性合并方法是在多支路(子信道)接收信号中， 选取信噪比最高的支路的信号作输出信号。 选择性合并原理框图如图2 - 43所示。 由l个接收机获得的l个独立路径信号被选择逻辑电路按信噪比最大准则来选择输出。,两路信号选择性合并的示意图如图2 - 44所示。 图中， r1(t)和r2(t)是接收的两路相互独立的衰落信号， r(t)为选择性合并的输出信号， a为门限电平。 显然， 合并输出信号r(t)的平均通过率和平均衰落时间都比r1(t)和r2(t)大为减少。 换句话说， 合成信号包络电平的改善在于： 衰落深度减小， 即提高了信噪比； 平均衰落时间减少， 即减少突发差错的长度， 从而显示了分集接收抗衰落的作用。,图 2 - 44 两路信号选择性合并的示意图,选择性合并处理增量。 若每一支路的平均信噪比为 ， 可以证明选择合并后的平均输出信噪比,(2 - 63),(2 - 62),(2) 切换合并(switched combining)。 切换合并的方法与选择性合并方法的不同之处在于： 选择合并法的选择逻辑是对r1(t)和r2(t)的比较， 取大者为输出信号； 切换合并法需设置门限电平vt， 其选择逻辑是将r1(或r2)与vt比较， 当 r1(r2)vt时， 发生切换， 接收r2(r1)。 若切换后仍低于门限值时， 策略1是不断地切换； 策略2是停留在该位置(即保持切换)， 其原理框图如图2 - 45所示。,图 2 - 45 切换合并原理框图,两路信号切换合并示意图如图2 - 46所示。 图中采取第二种切换策略即切换保持策略。切换合并信号为r(t)。 采用此方法切换， 逻辑简单， 但合并性能比选择合并要差， 且门限电平的选择和切换噪声对性能影响很大。 为此， 门限电平应改为动态门限电平， 且应采用消隐装置以减少切换噪声造成的影响。,图 2 - 46 两路信号切换合并示意图,(3) 最大比合并(maximal ratio combining)。 最大比合并的原理图如图2 - 47所示。 每一路有一个加权(放大器增益)， 加权的权重依各支路信噪比来分配， 信噪比大的支路权重大， 信噪比小的支路权重小。 加权的结果使输出具有了平方律的特性， 故也称平方律合并。 由(2 - 61)式可知， 合并信号输出的信噪比可表示为,(2 - 64),图 2