抗混滤波-大学课程设计说明书.doc

目目 录录 1.1.前言前言 .1 1 2.2.系统总体方案设计系统总体方案设计 .2 2 2.1 方案比较 .3 2.2 方案论证 .3 2.3 方案选择 .4 3 3 单元模块设计单元模块设计.5 5 3.1 前置放大器.5 3.2 电源电路.6 3.3 时钟电路.8 3.3.1ICL8038 的简介 .8 3.3.2 时钟电路的设计 .9 3.4 分频电路.10 3.4.1 数字锁相环 CC4046.11 3.4.2 分频电路的设计 .12 3.5 抗混叠滤波电路.13 3.5.1 产生混叠的来源 .13 3.5.2 抗混叠滤波器的选择 .13 3.5.3 开关电容滤波器 .14 3.5.4 滤波器电路设计 .17 4 4 系统调试系统调试 .2020 5 5 系统功能和指标参数系统功能和指标参数 .2121 5.1 系统功能 .21 5.2 系统指标参数.21 6 6 设计总结和体会设计总结和体会 .2222 6.1 设计总结.22 6.2 设计的收获体会.22 致致 谢谢 .2323 【参考文献参考文献】 .2323 附录附录 抗混叠滤波电路总图抗混叠滤波电路总图 .2424 1.1.前言前言 随着“信息时代”的到来,对信号的分析显得越来越重要。而频谱分析仪对于信号 分析来说是不可少的。它是利用频率域对信号进行分析、研究，同时也应用于诸多领 域，如通讯发射机以及干扰信号的测量，频谱的监测，器件的特性分析等等。各行各 业、各个部门对频谱分析仪应用的侧重点也不尽相同。但是，无论在哪一个行业，我 们都要求频谱分析仪具有良好的抗混叠滤波作用，以防止外界的干扰。其中，MAXIM 公 司生产的 MAX291/292/293/294/295/296/297 系列 8 阶低通开关电容滤波器由于使用方 便（基本上不需外接元件） 、设计简单（频率响应函数是固定的，只需确定其拐角频率 即截止频率)、尺寸小（有 8-pin DIP 封装）等优点，在 ADC 的反混叠滤波、噪声分 析、电源噪声抑制等领域得到了广泛的应用。 MAX291/295 为巴特沃思型滤波器，在通频带内，它的增益最稳定，波动小，主 要用于仪表测量等要求整个通频带内增益恒定的场合。MAX292/296 为贝塞尔 （Bessel）滤波器，在通频带内它的群时延时恒定的，相位对频率呈线性关系，因此 脉冲信号通过 MAX292/296 之后尖峰幅度小，稳定速度快。 MAX293/294/297 为 8 阶圆 型（Elliptic）滤波器，它的滚降速度快，从通频带到阻带的过渡带可以作得很窄。 在椭圆型滤波器中，第一个传输零点后输出将随频率的变高而增大，直到第二个零点 处。这样几番重复就使频响呈现波浪形。在 MAX29X 系列滤波器集成电路中，除了滤波 器电路外还有一个独立的运算放大器（其反相输入端已在内部接地） 。用这个运算放大 器可以组成配合 MAX29X 系列滤波器使用后的滤波、反混滤波等连续时间低通滤波器。 为实现频谱分析仪的抗混叠滤波，在系统构建时选取了 MAXIM 公司生产的 MAX291 巴特沃思型滤波器。同时采用了A741 运算放大器组成反相加法电路与 MAX291 相连。 并且,由 ICL8038 和 CC4046 为其提供时钟信号。 2.系统总体方案设计系统总体方案设计 频谱分析仪的信号流程如图 2.1所示,本文只要求设计抗混叠滤波部分，并且要 求中心频率为5KHz,3dB带宽为2 KHz,动态范围120dB,失真度最大可达到 -70 dB,工 作温度范围。c o 0c o 70 图2.1 频谱分析仪的信号流程 理论上如果遵守抽样定律，即 2,就可以避免镜像效应产生。实际上的信 s f c f 号谱并不是矩形截止的，同时由于时域有限，高频分量不可避免。因此，在进行信号 处理之前，采用模拟低通滤波器来抑制大于/2的信号频率，这就是抗镜像滤波器(也 s f 称作抗混叠滤波器)。在通带范围，为了不产生畸变，希望他有平坦的振幅特性和缓变 的相位特性；为了抑制镜像效应，要求他有足够的阻带衰减；而为了获得尽可能大的 分析范围，又不至于产生频谱折叠，希望过渡带陡峭。 2.12.1 方案比较方案比较 方案一 隔 直 比较 整 形锁相环 滤 波 输 入 输 出 方案二 前置放大抗混滤波加法电路 时钟电路 偏置电路 电 源 电 路 分频电路 这两种方案其实在整体结构上没有什么区别，只是具体电路的不同。但都可以实 现抗混叠滤波，跟踪信号的功能。 2.22.2 方案论证方案论证 方案一 利用锁相环的输出信号动态跟踪输入信号频率的这一特点，将 VCO 的输出信号经 一分频器后送入相位比较器，则锁定时 VCO 输出信号的频率将等于 K 倍的输入信号的 频率，即，适当地选择分频系数 K 就可以得到所需要的倍频信号的输出。在此间， i Kf 先要对输入的信号进行隔直、平移、整形。该电路主要由输入信号、隔直电容、平移、 整形、测频电路、倍频电路、开关电容、滤波组成。 方案二 因为 MAX291 的截止频率是随着输入时钟的变化而变化的，且1001， clk f c f 因此它的抗混叠滤波的截止频率就是 10 倍的信号输入频率，也即 10clk，而且可以随 着输入频率的变化而变化，从而起到了跟踪滤波的功能。前置放大器可以提高输入阻 抗，偏置电路可以得到一个稳定的直流偏压，以配合后面的加法电路来抵消抗混叠滤 波器产生的零点电压。加法电路除了可以消除零点电压外，还可以起到一定的放大作 用。 2.32.3 方案选择方案选择 方案一中不需要时钟电路来驱动滤波器工作，也不需要分频电路来实现满足 MAX291 所需要的时钟频率，而且只需要一些简单的电阻、电容即可实现滤波处理，而 方案二却还需要很多集成芯片来完成。但是，单纯的使用电阻和电容来实现滤波处理， 效果不是很好。而且 MAX291 的截止频率可以随着输入时钟的变化而变化，这样，还可 以起到跟踪输入信号频率的作用。对于频谱分析仪，显然要求抗混叠滤波的性能很好， 所以，本次设计选用了方案二。系统电路总图见附录。 3 单元模块设计单元模块设计 3.13.1 前置放大器前置放大器 前置放大器主要是为了提高电路的输入阻抗,一般取 1:1 放大,即电压跟随器。但 如果需要进行放大，也可以使放大倍数大于 1。此处就选用电压跟随器。 图 3.1 同相放大器 图 3.2 电压跟随器 如图 3.1 所示为同相放大器,其闭环电压增益: 1 /1RRA FVF 输入电阻 ici rR 输出电阻 0 o R 平衡电阻 Fp RRR/ 1 由于,所以取,电路如图 3.2 所示。1 VF A0 1 RRF 仿真时，给定的输入信号为 1V 的直流电。端开开关： 放大器正相输入端电压为+0.95V，输出电压也为+0.95V。结果如图 3.3 所示： 图 3.3 断开开关结果显示图 闭合开关： 放大器正相输入端电压为+0.91V，输出电压也为+0.65V。结果如图 3.4 所示： 图 3.4 闭合开关结果显示图 3.23.2 电源电路电源电路 本次设计中电路的工作电压为+5V 和+12V，各集成芯片的工作电压也为+5V 和 +12V，所以必须设计一个能输出两个电压的稳压电源。稳压电源的电路图如图 3.5 所 示。 in 1 2 out 3 IC5 7812 C1 104 C2 104 D5 BRG1 C3 2200uF C4 100uF 1 BT1 TRANS02 C5 47uF D4 LED2 VS1 5.1V +5V +12V 信220V信16V VacVi VCC R1 1K VCC D6 图 3.5 稳压电源电路 （1）电源变压器次级电压估计：Vi 大于 Vo+3V，所以 Vi 必须大于 15V 才能正常 工作。Vi=1.11.2Vac，所以交流侧电压大于 12.5V（电解电容非常大） 。考虑到电解 电容并不是很大，为了稳压输出稳定，交流电压应该大于 12.8V。考虑到整流桥正向压 降，交流电压应大于 12.8V+20.7V=14.2V。由于市网电压的波动，要求在市网电压降 到 200V 时也能正常工作，有 200/220大于 14.2V，所以大于 15.6V。综上所诉 ac V ac V 交流变压器负边输出电压选取 16V。 （2）变压器输入功率估计：本设计中各元件都是低功耗的集成元件，假设负载电 流为 500mA,有效功率 12V0.5A=6W。正常情况下变压器输出功率约为： 16V1.20.5A=9.6W。当市网电压升到 250V 时，变压器的输出功率为 9.6250/220=10.9W。小型电源变压器的效率一般为 75%左右，因此电源变压器的输入 功率为：10.9/0.75=14.5W。根据具体情况选择变压器功率，如果 0.5A 是最大电流， 可以将变压器功率取小些，本设计中选择变压器容量为 14VA。 （3）电容参数的选取：负载电流为 500mA，若 Vi 电压为 15V，则等效负载电阻为 30 欧姆。电源频率为 50 Hz ，则 T = 0.02 S。根据 CRL =（3 5）T/2 则： （式 3-2-1）fRLTC16001000/ 2/)53( 电容耐压应大于即： ac V42 . 1 （式 3-2-2）VVc 5 . 14220/2501642 . 1 其中 250/220 是考虑市网电源电压过高时情况。 （4）这个稳压电路由电桥整流部分、电容滤波部分、稳压部分构成。 （5）在对放大器进行供电时，同样要用到电压。可以将得到的电压接V12V12 到一个反相器上即可得到。 3.33.3 时钟电路时钟电路 本设计中的时钟电路采用的是 ICL8038 单片集成电路函数发生器。ICL8038 是采用 肖特基势垒二极管等先进工艺制成的单片集成电路芯片，外部只需接入很少的元件即 可工作，可同时产生方波、三角波和正弦波。 3.3.1ICL8038 的简介的简介 ICL8038 的工作频率范围在几赫兹到几百千赫兹，其内部组成如图 3.6 所示,引脚 图 3.7 所示。 Q 18 Q 19 R 20 S 21 A2 A1 信信信 U? 信信信 8.2K 33K 信信信 IA R? 2IB S? 信 信 信 信 信 7 F M -B 4 F M -IN AD JF 2 5 1110C 1V-/G ND 2 S IN TR1 3 AD JS 2 12 6 V+ AD JS 11 S Q 9 图 3.6 ICL8038 内部组成框图 图 3.7 ICL8038 引脚图 两个比较器A1、A2的基准电压。由内部电阻分压网络提供。触发器3/2Vcc3/Vcc FF的输出端Q控制外接定时电容的充、放电。充、放电流IA、IB的大小由外接电阻决定， 当IA=IB时输出三角波，否则为锯齿波。图中开关由内部触发器进行控制，用来切换流 向定时电容c的恒流电流。开关断开时，恒流源向电容C 充电，当电容c 上电压充电 A I 至电源电压的23时， 比较器A1置位触发器，使开关由断开转为接通， 电容c 的电 荷经恒流源2以恒流放电，电容c 上的电压直线下降，当降至电源电压的13时， B I 比较器A2复位触发器，使开关由接通转换为断开，由恒流源再次向电容C充电，如此 A I 反复， 可得到振幅为13V 的三角波，经过内部的三角波正弦波变换器输出正弦波。 ICL8038 的三角波正弦波变换由内部三极管开关电路与分流电阻构成的五段折线 近似电路完成。调整三极管的静态工作点，可以改善正弦波的波形失真，在 1 脚 ADJS1 端与 6 脚 V+电源端间接电位器可以改善正弦波的正向失真，在 12 脚 ADJS2端与地间接 电位器可以改善正弦波的负向失真。ICL8038 可以采用单电源（+10V+30V）供电，也 可以采用双电源（5V15V）供电。 3.3.2 时钟电路的设计时钟电路的设计 ICL8038 组成的函数发生器如图 3.8 所示。可以通过电阻和电容与电源相连接来 8 V 提供电位，通过改变阻值，就可以改变直流电位的大小。越高,、越小，输 8 V 8 V A I B I 出频率越低，反之亦然。因此，ICL8038 又称为压控振荡器（VCO）或频率调制器（FM） 。 此处，是由 7 脚提供固定电位的，这时，输出频率仅由、及电容 C 决定。 8 V o f A R B R 当=时，输出频率为： A R B R (式 3-3-1)/(33 . 0 RCfo 在给定电容（）、电阻（R1=R2=10K）、电源电压（V=10V）条件下，改变管pfc100 脚 8 的控制电压，振荡频率也会随之改变，管脚 8 的控制电压越大，2、3、9 管脚的输 出波形的频率越小。在管脚 11、12 以及电源之间接入电阻是为了减少输出波形的失真。 图 3.8 ICL8038 组成的函数发生器 根据式子 3.3.1 可知 （式 3-3-2）fRC/33 . 0 令 ICL8038 所产生的时钟频率为 20,即,由此可得kHzkf20 （式 3-3-3） 4 10165 . 0 /33 . 0 fRC 设,则pfC4700 kR51 . 3 3.43.4 分频电路分频电路 由于 ICL8038 输出的波形频率为 20,不能直接作为 MAX291 的时钟信号,故需KHz 要经过分频电路来将其频率调整到所需要的频率。本设计所采用的分频电路是由数字 锁相环 CC4046 构成的。 3.4.13.4.1 数字锁相环数字锁相环 CC4046CC4046 锁相环CC4046集成电路的主要特点是电源电压范围宽(318V)、功耗低(600mW ) 和输入阻抗高， 它还具有几个独立的电路单元， 每个单元通过管脚单独连接便可形 成各种各样的实用电路，使用起来极为方便。其内部电路框图如图3.9所示。 图 3.9 CC4046 的内部结构 从图3.9可以看出，锁相环包含了两个不同类型的相位比较器、一只齐纳二极管、 跟随器和压控振荡器。相位比较器PC1是个异或门，具有较好的噪声抑制能力， 但必 须在3脚和14脚上用对称的方波(即占空比为50 )激励能获得最大的锁定范围。它锁定 在压控振荡器的谐波上， 捕获频率的范围较窄。另外，它的相位差能在0180之 间变化， 这在实际应用中很有用处。相位比较器PC1是边缘触发逻辑双稳电路，它在3 脚和H脚上可以用完全不对称的方波激励，而在VCO输出端获得对称的方波，其相位差 只是由两个脉冲的上跳沿触发。由于其最大捕获频率范围与输入信号波形的占空比 低 遁滤波器的RC 时间常数无差，所以具有很宽的捕获频率范围， 即捕获频率具有自动 扫描功能，使系统迅速进入锁定状态。压控振荡器是个宽频带器件，又是一个电压 频率变换器，能输出波形很好的对称方波， 最高频率可达15MHz，其工作频率由9脚 上的电压、6脚和7脚间的电容值及R1、R2的阻值确定(R1确定最高频率，R2确定最低频 率)。 滤波器的截止角频率为： W=1/(R + R ) C （式 3-4-1） 342 3.4.23.4.2 分频电路的设计分频电路的设计 数字锁相环 CC4046 所组成的倍（分）频电路如下图 3.10 所示： 图 3.10 锁相倍（分）频电路 锁相倍（分）频是将一种频率变化为另一种频率，将高频率转换为低频率，或者 将低频率转换为高频率。虽然，用前面所学的分频或倍频电路，是无法实现的，但用 锁相环则很容易实现。上图所示为用 CC4046 实现任意数字的倍频或分频电路。其中， 和是两个分频比分别为 M 和 N 的分频器，该设计中亦采用此分频电路。当MN CC4046 工作在锁定状态时，则有 （式 3-4-2） N f M fi 0 故 （式 3-4-3） i f M N f 0 由于 ICL8038 的输出信号频率为 20，即，但是根据设计的要求，KHzKHzfi20 MAX291 所需要的时钟频率为 200，因此KHz （式 3-4-4）10/MN 此处取，1m10n 3.53.5 抗混叠滤波电路抗混叠滤波电路 3.5.13.5.1 产生混叠的来源产生混叠的来源 对电网信号进行高次谐波分析时，一般采用离散傅里叶变换。离散傅里叶变换意 味着在时间域和频率域两方面的周期化，周期化的结果带来一些新问题，这就是镜像 效应和频率泄漏。镜像效应是由于抽样的频率不够高，在频率域周期化时产生了频谱 的折叠而引起的。假设时域的抽样问隔为 ，即抽样频率。如果时间函数ttfs /1 的上限频率为 ，且，那么若以对抽样，就相当于把函数的)(th c f2/ sc ff s f)(th)(th 频谱以为周期在频率轴上进行周期延拓，在 点与点之间发生了频)( fH s f s f c f c f 谱重叠。 点至点之间的频谱就是原频谱中频率高于的那部分频 s f c f c f)( fH2/ s f 谱镜像到低于的那部分频谱上，产生了频率畸变，如图 3.11 所示。2/ s f 图 3.11 镜象频率畸变 3.5.23.5.2 抗混叠滤波器的选择抗混叠滤波器的选择 设计抗混叠滤波器需要首先确定所希望的滤波特性(截止频率、过渡带衰减等)， 然后选择能够满足应用需求的最佳滤波方案(有时称为滤波器类型)。 最常用的模拟低通滤波器有巴特沃斯低通滤波器、切比雪夫低通滤波器和椭圆滤 波器3种，巴特沃斯和切比雪夫低通滤波器的幅频特性、相频特性如图3.12所示。巴特 沃斯滤波器的通带平坦，相位特性最好，7阶以上的截止特性和阻带衰减率满足抗镜像 滤波器要求。切比雪夫滤波器有陡的过渡带，但通带内有一定偏差，且相位特性差。 椭圆滤波器有最陡的通带边缘过渡特性，但相位特性也最差。由于测试电网谐波时， 必须计算功率，即计算电压、电流的互相关，所以对相位的要求很高。根据3种滤波器 的特性和谐波测量要求，一般选用高阶巴特沃斯滤波器作为抗混叠滤波器。 图3.12 抗镜象滤波器频率特性 3.5.33.5.3 开关电容滤波器开关电容滤波器 集成滤波器有两种类型：连续时间滤波器和开关电容滤波器，连续时间滤波器通 常需要外部元件调节角频率，从而限制了它们的灵活性。开关电容滤波器可以根据其 结构灵活使用，一般情况下，可以替代分离或集成连续时间滤波器。 开关电容滤波器是一种很早就被人们认可的滤波器结构，利用当前的硅工艺技术 能够可靠集成。其工作原理和数学推导如图 3.13 所示。工作原理是：在电容器两端的 开关控制下，电容被充电、放电。这种电荷转移过程产生脉冲电流，可以计算其平均 电流，当开关频率足够快时，该电流等效于流过电阻的电流，可看作是电阻被一个电 容所取代。电流和间接电阻值取决于两个因素：电容大小和开关频率。开关频率越高、 电容值越大，则电流越大，或者说，电阻值越小。如果采用这种滤波器结构，频率特 性将随着电容尺寸或开关频率的变化而改变。在集成方案中，电容值是固定的，滤波 特性受开关频率的控制。这种滤波器的原理如图 3.14 所示。 图 3.13 开关电容原理框图 图 3.14 利用开关电容技术构成简单的滤波器 滤波器在近些年得到了迅速的发展，世界上一些知名的半导体厂家相继推出了自 己的开头电容滤波器集成电路，使形状电容滤波器的发展上了一个新台阶。MAXIM 公司 生产的 MAX291/292/293/294/295/296/297 系列 8 阶低通开关电容滤波器由于使用方便 （基本上不需外接元件） 、设计简单（频率响应函数是固定的，只需确定其拐角频率即 截止频率)、尺寸小（有 8-pin DIP 封装）等优点，在 ADC 的反混叠滤波、噪声分析、 电源噪声抑制等领域得到了广泛的应用。在 MAX29X 系列滤波器集成电路中，除了滤波 器电路外还有一个独立的运算放大器（其反相输入端已在内部接地） 。用这个运算放大 器可以组成配合 MAX29X 系列滤波器使用后的滤波、反混滤波等连续时间低通滤波器。 MAX291为巴特沃斯型滤波器，在通频带内，它的增益最稳定，波动小，主要用于 仪表测量等要求整个通频带内增益恒定的场合。可靠性和稳定性高，避免了分立元件 的各种误差、漂移影响。开关电容滤波器需要靠一个时钟来驱动电路工作，该时钟的 频率应为3 dB截止频率的100倍通过调整时钟，截止频率的调整范围为0.1KHz 25KHz。可用外部时钟也可用内部时钟作为截止频率的控制时钟。MAX291管脚图如图 3.15所示。 图 3.15 MAX291 的管脚图 管脚功能定义如下： CLK：时钟输入。 OP OUT：独立运放的输出端。 OP INT：独立运放的同相输入端。 OUT：滤波器输出。 IN：滤波器输入。 V-：负电源 。双电源供电时为-2.375-5.5V 之间的电压，单电源供电时 V-=- V。 V+：正电源。双电源供电时 V+=+2.35+5.5V,单电源供电时 V+=+4.75+11.0V。 GND：地线。单电源工作时 GND 端必须用电源电压的一半作偏置电压。 NC：空脚，无连线。 表 4.1 MAX291 的幅频特性 频率/Hz50010002500320039005000 增益1.001.001.000.700.200.03 MAX29X 的极限电气参数如下： 电源（V+V-）：12V 输入电压（任意脚）：V-0.3VVINV+0.3V 连续工作时的功耗：8 脚塑封 DIP：727mW；8 脚 SO：471mW；16 脚宽 SO：762mW；8 脚瓷封 DIP：640mW。 工作温度范围：MAX29-C-：0+70；MAX29-E-：-40+85；MAX29-MJA。 MAX291芯片,采用不同的截止频率,各参数则会完全不同。相应的滤波器频谱特性 应该是：在2.5KHz以下的通带内，增益基本为1，到3.2KHz时应为0.707，即3dB带宽增 益。如果直接利用MAX291的内部时钟振荡器，只需外接一个电容，电容值和3dB截止频 率满足： （式 3-5-1）)(3/10)( 5 pFCKHzf oscosc MAX291的零点漂移较大，典型值为150 mV，最大可以达到400 mV。另外由于开关 电容滤波器本身的特点，将连续波截断成以开关频率为采样间隔的近似连续波，所以 会带来一些频谱失真，失真度最大可达到70 dB。MAX291对工业现场的电磁兼容性不 强，易受干扰。MAX29不但受开关电源的质量影响，还受液晶显示器的逆变器影响。受 上述因素影响后会产生干扰，而且干扰的出现是随机的。干扰信号的频段位于3040 次谐波之间。用纯正弦波做试验，总畸变率达到02 左右，干扰严重时甚至达到03 。 鉴于上述现象，采取以下措施：首先，加上调零电路，消除由于零点过大造成的误 差。然后重点消除干扰的影响，包括：加强电源的滤波，在电源输出端加大电解电容 器滤波，减小纹波；在逆变器公用的电源人口端加电感,吸收高频干扰；为彻底排除电 源的相互干扰，采用DC-DC模块给MAX291单独供电，与系统的其他电源局部隔离，最后 在一点共地。另外，将印制板整体的地线面积增大，电源及信号线尽量远离时钟。改 进之后的电路，抗干扰性明显增强。测试纯正弦波时总畸变率基本小于02 ，偶尔为 01 。另外，根据开关电容滤波器固有的失真特性，利用软件进行校正，最终使得测 试纯正弦波的畸变率始终小于01 ，达到了测试精度要求。 综上所述，用MAX291实现抗混叠滤波器，解决了电网谐波测量中的镜像效应问题。 与传统的有源RC滤波器相比，选用MAX291实现抗混叠滤波器有巨大的优势。 (1)滤波性能良好，畸变率小。 (2)MAX291为集成器件，可靠性和稳定性高，避免了分立元件的各种误差、漂移影响。 (3)排版设计紧凑，节省空间；批量生产时，元器件少，装配、调试方便。 3.5.43.5.4 滤波器电路设计滤波器电路设计 MAX291 既可用内部时钟也可用外部时钟作为截止频率的控制时钟。根据设计题目 的要求，采用 ICL8038 单片集成电路函数发生器来作为外部时钟电路。 根据滤波的截止频率，MAX291 的 3dB 截止频率可以在 0.125KHz 之间选择。本次 设计中我所采用的 3dB 带宽增益时的截止频率为 2KHz，由于滤波器的主要极点或角频 率是根据时钟固定的，并在内部形成了一个 100：1 的时钟对角频率比率，所以可以得 到时钟脉冲频率为： （式 3-5-2）KHzKHz2001002 而产生的电路 ICL8038 的频率范围是：0.001 KHz300 KHz,所以此数据可用。 i f 振荡器的频率由接在 CLK 端上的电容 VCOSC 决定。如图 3.15 所示为 MAX291 构成的基 本抗混叠滤波电路。 图 3.15 基本的抗混叠滤波电路 为了使抗混叠滤波电路能够更好的工作，我们必须给它配上一个由运算放大器组 成的反相加法电路。此处所选用的运算放大器为 A741。同时,我们还可以在 MAX291 的输入端加入一个输入衰减器。如图 3.16 所示为改进后的抗混叠滤波电路。 CLK 1 IN 8 OPIN 4 OPOUT 3 15 15 MAX291 10KR1 30k 10K 100K R2 20K Rb 20k+20k 100K 0.1u 0.1u 470p 100p 0.1u C1 0.1u 0.1u +5V -5V +5V -5V 0.1u 信信信信 信信信信 信信 图 3.16 利用 MAX291 实现抗混叠滤波 该电路为采用开关电容构成的 8 次低通滤波电路。改变时钟频率可改变截止频率， 并且截止频率为时钟频率的 1/100。时钟输入端加+5V 电平的方波信号，在 A1 的输入 (IN)与输出(OUT)端之间可以获得低通滤波器的特性。由于输入衰减器与输出放大器的 作用，输入输出信号电平可以达到10V。当电源电压为+5V，输入电压峰峰值为 9V 以 上时，为使失真不急剧增大，在电路输入信号端接入 R1 和 R2 组成的衰减器。输入电 压为 0V 时，输出端产生的漂移电压最大可达 0.4V，为此用 A2 检测输入输出之间的直 流电压差，并加到 A3 同相输入端。从而抵消漂移电压。A3 用于平滑 A1 输出阶梯状波 形，增强其效果。为了进一步降低输出时钟脉冲，可以使用 A1 中的运放构成滤波器。 该电路是把偏置电路和加法电路一同包括在内的。偏置电路可以为电路提供合适 的静态工作点，稳定电路，得到一个稳定的直流偏压，以配合后面的加法电路来抵消 抗混叠滤波器产生的零点电压。加法电路除了可以消除零点电压外，还可以起到一定 的放大作用。 4 4 系统调试系统调试 时钟电路的调试 将频率计接在输出信号的两端, 接通电源，调节引脚 7 给引脚 8 提供的固定电位, 使得频率计上显示的波形频率为 20KHz。 分频电路的调试 调整 R1、Ct，使 VCO 的固有振荡频率，采用逐点法测量 CC4046 压控振KHzfv5 荡器的电压控制曲线（t）。测量方法如下： d V v f （1） 将 VCO 的输入、输出与环路断开。 （2） 使直流控制电压,测量压控振荡器的固有振荡频率，这时的值由 VCO0 d V v f v f 的外接定时电阻与电容决定。 （3） 使由零逐渐增大，直到线性区的临界值为止，测量与 VCO 对应的输出频率。 d V v f （4） 接入负直流控制电压重复步骤 3。 d V （5） 根据记录的实验数据，绘制 VCO 的控制特性曲线，确定与的线性范围。 d V v f 抗混叠滤波电路的调试 对其输出特性进行测试，看其是否满足 3dB 带宽为 2 KHz，如果不满足，说明时钟 电路所产生的频率有问题，要对其参数进行修改，直到合适为止。 5 5 系统功能和指标参数系统功能和指标参数 5.15.1 系统功能系统功能 该