毕业设计（论文）-基于UMTS基站天线的功分器馈电电路设计.docx

电子科技大学学士学位论文论文题目：基于UMTS基站天线的功分器馈电电路设计学生姓名： 学 号： 学 院： 电子工程学院 指导教师： 指导单位： 电子工程学院电磁学研究所 摘 要随着移动通信技术的迅猛发展，我国第三代移动通信系统已全面商用。作为移动通信系统中的关键部件，基站天线性能的优劣，对整个通信系统的总体性能有着决定性的作用。微带贴片天线由于其体积小、重量轻、易于加工等特性，在微蜂窝基站天线领域已得到广泛应用。而微带贴片天线在实际应用中往往是由多个贴片单元组成天线阵列来使用。由微带功分器组成的馈电网络由于其重量轻、易于和天线集成，便于馈电网络的布局，越来越受到青睐。然而由于微带线具有一定的辐射损耗，对于微带线组成的馈电网络，其不同的馈电方式可能对天线的方向图产生不同的影响。因此研究馈电网络的布局，从而减少对天线的干扰，对提升天线的性能有重要意义。本文首先对功分器的基本理论及性能指标进行介绍。然后阐述了二路及多路功分器的设计方法及仿真结果。最后结合课题的需要，基于UMTS基站天线平台，设计馈电网络，采用仿真软件Ansoft HFSS对天线阵进行仿真优化，分析不同馈电网络对天线性能的影响，以达到设计要求，具有一定的实用价值。关键词：功分器，基站天线，馈电网络，UMTS，方向图IIABSTRACTABSTRACTWith the rapid development of mobile communication technology, Chinas third generation mobile communication system has been fully commercial. Mobile communication system as key components, the base station antenna performance of the merits of the overall performance of the whole communication system has a decisive role. Microstrip patch antennas because of its small size, light weight, easy processing characteristics, in the field of micro-cellular base station antennas have been widely used. The microstrip patch antenna in practical applications are often composed by a number of patch antenna array elements to use. Microstrip power divider by the composition of the feed network due to its light weight, easy and antenna integration for easy feed network layout, more and more popular. However, due to the radiation of microstrip lines with a certain loss, the composition of the microstrip line feed network, the different way of feeding the antenna pattern may have different effects. Therefore, the layout of the feed network, thus reducing the interference of the antenna, to enhance the performance of the antenna is important.This paper first the basic theory of power splitters, performance indicators are introduced. Road and then elaborated multi-splitter design methods and simulation results. Finally, the subject needs, based on the UMTS base station antenna platform design feed network, the use of simulation software Ansoft HFSS calculation of the antenna array optimization, analysis of different antenna feed network performance to meet the design requirements, with some practical value.Keywords: Power dividers, feed network, UMTS base station, antenna pattern目 录目 录第1章 引言11.1 选题背景11.2 国内外研究现状11.3 本文研究内容及意义2第2章 功率分配器的基本理论32.1 微带线的理论分析32.1.1 微带线的主模及单模工作条件32.1.2 微带线特性阻抗52.2 功分器的基本原理72.2.1 功率分配原理72.2.2 奇-偶模分析102.2.3 功分器的S参量分析112.2.4 阶梯阻抗变换原理132.3 本文功分器设计要求14第3章 Wilkinson功分器的设计方法163.1 二路功分器的实现163.1.1 单节阻抗匹配功分器设计163.1.2 两节阻抗匹配功分器设计203.1.3 三节阻抗匹配功分器设计243.2 三路功分器的实现28第4章 UMTS基站天线平台馈电网络设计334.1 馈电网络简介334.2 天线阵的馈电网络设计与仿真34结束语37致谢38参考文献39外文资料原文42外文资料译文4850第1章 引 言 第1章 引 言1.1 选题背景功率分配器是一种将输入信号功率分成相等或不相等的几路输出的一种多端口网络，它广泛应用于雷达系统及天线的馈电系统中1。随着宽带天线技术的发展，对馈电网络的带宽特性提出了更高的要求，传统的Wilkinson功分器由于带宽较窄，已不能满足馈电网络的需要。采用多级阶梯阻抗变换，可有效提高功分器的带宽，从而满足宽带天线的馈电需要。对应用于馈电网络的高性能的功分器应满足以下特点：1. 插入损耗较小，各路的相幅一致性要较好，以保证功率分配的效率；2. 相邻支路之间的隔离度高，平衡度好，以保证两路信号的输出互不干扰，可提高设备的可靠性；3. 具有较宽的带宽，以保证系统能在宽频带范围内正常工作；4. 电路形式简单，便于馈电网络的布局，以减少对系统的电磁干扰。随着无线通信技术的快速发展，对功分器等无源微波器件的要求也越来越高，需求也越来越大。研究高效率、低损耗、小尺寸、宽频带的高性能功分器有着重要意义，由于其工作频段也可覆盖至ISM波段内，因此在GPS、蓝牙、WLAN等射频系统中也有使用价值。1.2 国内外研究现状功率分配器作为一种重要的低耗的无源器件，在上个世纪七十年代国外已早已出现。早起产品多采用微带Wilkinson结构，基本上属于窄带应用。经过几十年的发展，随着传输线理论的进一步完善和工艺水平的提高，在该领域已经有了很大的突破，目前已出现双频功分器。在天线阵技术的馈电网络中，功率分配器可将功率分配到各个阵列单元。功分网络中布线的设计质量直接影响整个天线的性能，在实际设计中应考虑体积的小型化、相位、驻波、各端口的匹配和加工精度等问题，目前的文献大都是针对小型的1-2功分网络。功分器常用的结构有腔体和微带。腔体功分器插损较小，功率容量较大，但隔离度不好且体积较大，限制了其的应用范围；微带功分器设计方法比较灵活，体积小，易于共形，受到青睐。目前最通用的是Wilkinson功率分配器。电子科技大学学士学位论文功分器现在有如下几种系列2：1. 400MHz-500MHz频率段二、三功分器，应用于常规无线电通讯、铁路通信以及450MHz无线本地环路系统。2. 800MHz-2500MHz频率段二、三、四微带系列功分器，应用于GSMCDMA/PHS/WLAN室内覆盖工程。3. 1700MHz-2500MHz频率段二、三、四腔体系列功分器，应用于PHS/WLAN室内覆盖工程。4. 800MHz-1200MHz/1600MHz-2000MHz频率段小体积设备内使用的微带二、三功分器。1.3 本文研究内容及意义本文研究的内容是以现代移动通信为应用背景，基于UMTS基站天线平台，对Wilkinson功分器进行系统的研究。第一章：概述了功分器的选题背景与国内外研究现状，概述本文的主要研究内容。第二章：介绍了Wilkinson功分器的基本理论和分析方法。第三章：介绍了Wilkinson功分器的设计方法。第四章：主要介绍了基于UMTS平台的双极化基站天线馈电网络的分析与设计。第2章 功率分配器的基本理论第2章 功率分配器的基本理论2.1 微带线的理论分析3微带线是目前微波混合集成电路（HMIC）和单片微波集成电路（MMIC）以及多芯片互联（MCM）使用最多的一种平面型传输线。微带线大多采用薄膜和光刻等工艺在介质基片上制作出所需要的电路。此外，也可以利用在介质基片两面敷铜箔的板，在板的一面用光刻腐蚀法制作出所需要的电路，而板另一面的铜箔作为接地板。微带线可以看作由双线传输线演变而来，如图2.1-1所示。在两根导线之间插入极薄的理想导体平板，它并不影响原来的场分布，而后去掉板下的一根导线，将留下一根“压扁”，即构成了微带线。图2.1-1 微带线的演变2.1.1 微带线的主模及单模工作条件4微带线虽然是双导体传输线，可视为双线演化而来，但它的主模并不是TEM波，这是因为微带线中填充空气及基片两种介质，属于分区填充介质的导波系统。TEM波不能满足介质基片和空气分界面上的边界条件。要满足微带线的边界条件，场必须要有纵向分量，即EZ、HZ不全为零或都不为零。但是由于实际微带线的场主要集中在介质中，空气中的场较弱，因此电磁场的纵向分量很小，此时的场结构近似于TEM模，一般称之为准TEM波。微带线的主模就是准TEM模。 微带线中除了准TEM模外，还可能存在其他高次模式。微带线中的高次模式有两种：波导模和表面波模。 波导模是指在金属导带与接地板之间构成有限宽度的平板波导中存在的TE模、TM模。平面波导中的最低TE模和TM模是TE10模、TM01模。电子科技大学学士学位论文 导体带厚度t0时，TE10模的截止波长为cTE10 r（2W+0.8h） （2.1-1） TM01截止波长为 cTM01 2hr （2.1-2） 表面波模是指微带线的导带的两侧可视为金属板上涂敷介质的表面波波导，它能传播表面波模。表面波中最低的TE模和TM模分别是TE1模和TM0模，它们的截止波长分别为cTE1= 4h-1 （2.1-3）cTM0= （2.1-4）由此可见，要保证微带线中单模传输，需要抑制波导模和表面波模。抑制波导模需满足条件min4h-1 （2.1-5）因此，微带线的单模工作条件取为min（2W+0.8h）4-1h （2.1-6）微带线设计中，金属屏蔽盒高度取H（56）h，接地板宽度取L（56）W。2.1.2 微带线特性阻抗假定微带线上的模是TEM波，因为其部分填充介质，部分填充空气，所以其相速度必然介于全填充介质与全填充空气之间，即Cvpc （2.1-7）式中，c是微带线全填充空气时TEM波的相速，c是微带线全填充介质时TEM波的相速度。由于微带线是混合填充，因此其相速度可表示为vp= Ce （2.1-8）式中，c为自由空间电磁波的速度；e为相对有效介电常数。求解微带线的特性参量关键在于求得e，它的取值范围为1。微带传输线的波导波长为第2章 功率分配器的基本理论g= 0e （2.1-9）式中，0为自由空间中的波长。根据传输线理论，导波的相速vp可用传输线的分布参数表示出来，即vp= 1L1C1 （2.1-10）式中，L1、C1分别为传输线上单位长度的分布电感和电容。 对于空气填充的微带线，有c=1L10C10 （2.1-11）式中，L10、C10分别为空气填充微带线上单位长度的分布电感和电容。由式（2.1-8）、（2.1-10）和（2.1-11）可知，e= C1C10 （2.1-12）其中C1、C10 可通过保角变换求出，经过推导可得e+12 + -12(1+10hW)-12 （2.1-13）求得e之后，微带线的特性阻抗可表示为Z0=L1C1 = 1vpC1 = Z00 e （2.1-14）式中，Z00为空气填充时的微带线的特性阻抗。惠勒导出的零厚度真实微带线的特性阻抗如下：Wh2时Z0= 60W2h+0.441+0.082(-12)+ (-12)(1.45+W2h+0.94)-1()（2.1-14）Wh2时Z0= 602+18hW + 132(Wh)2-12-1+1(2 + 14) () （2.1-15）上式的误差约为1%。当t0时，W用有效导带宽度We=W+W代替即可，其中W表示为Wh12时W = t(1+2ht) （2.1-16）Wh12时电子科技大学学士学位论文W=t(1+4Wt) （2.1-17）惠勒还给出了宽窄微带线的通用近似公式Z0 = 42.4+11+4hWeA+A2+B2 () （2.1-18）式中A = 14+8114hWeWe = W + B WB = 1+12W = t1+ln4(th)2+1Wt+1.122.2 功分器的基本原理功率分配器是个三端口无耗网络5，如图2.2-1所示，其输出端口之间的相移为零。这种三端口装置是可逆的，它既能以功率分配的形式又能以功率合成的形式应用。其信号输入端的输入功率为Pl，而其它两个输出端的输出功率分别为P2及P3。理论上，以能量守恒定律可知Pl=P2+P3。图2.2-1 功分器示意图功率分配器大致上可分为等分型(P2=P3)及比例型(P2=kP3)两种类型。2.2.1 功率分配原理 图2.2-2是微带三端口功分器原理图，它是在微带T形接头的基础上发展起来的，其结构较简单。信号由特性阻抗为Z0的P1端口输入分别经特性阻抗为Z02，Z03的两分支微带线从端口P2，P3输出，负载电阻分别为R2，R3。两输出端无耦合，各自在中心频率时的电长度均为=/2。第2章 功率分配器的基本理论图2.2-2 三端口功分器原理图功率分配器应满足下列条件： P2与P3的输出功率比可为任意指定值k2； 入端口P1无反射； P2与P3的输出电压等幅、同相。由这些条件可确定Z02，Z03及R2，R3的值。由于P2，P3的输出功率与输出电压的关系为P2=U222R2，P3=U322R3 （2.2-1）如由条件要求输出功率比为P2P3=1k2 （2.2-2）则U222R2k2=U322R3 （2.2-3）按条件中的U2=U3，由（2.2-3）式可知R2=k2R3 （2.2-4a）若取R2=kZ0 （2.2-4b）则R3=Z0k （2.2-4c）由条件，P1无反射，即Zin2Zin3=Z0。由于在中心频率处=2，则Zin2=Z022R2，Zin3=Z032R3均为纯电阻，所以Y0=1Z0=R2Z022+R3Z032 （2.2-5）电子科技大学学士学位论文联立式(2.2-4)一(2.2-5)可解得Z02=Z0k(1+k2)，Z02=Z01+k2k3 （2.2-6）由于U2与U3等幅、同相,故在P2，P3间跨接一电阻R不会影响功分器的性能。但当P2，P3两端口外接负载不等于R2，R3时，来自负载的反射波功率便分别由P2，P3两端口输入，此时该三端口网络变为一功率合成器。为使P2，P3两端口彼此隔离，须在其间加一吸收电阻R起隔离作用。R的数值可由等效电路分析法求得为R = 1+k2kZ0 （2.2-7）隔离电阻R通常是用镍铬合金或电阻粉等材料制成的薄膜电阻。实际情况往往是输出端口P2，P3所接负载并不是电阻R2和R3，而是特性阻抗为Z0的传输线，因此为要获得指定的功分比，需在其间各加4线段，作为阻抗变换器。图2.2-3 微带三端口功分器如图2.2-3所示。变换段的特性阻抗分别为Z04和Z05，其计算公式为Z04=R2Z0=kZ0 （2.2-8）Z05=R3Z0=Z0k （2.2-9）对于本文所讨论的等功率分配器，则P2=P3,K=1，于是有R2=R3=Z0Z02=Z03=2Z0R=2Z0 （2.2-10）当两路功分器工作在中心频率时，它的特性是理想的，属于点频匹配，一旦频率偏移，不论是隔离度还是输入驻波比都将变差，故工作频带较窄。第2章 功率分配器的基本理论2.2.2 奇-偶模分析6为简化起见，将所有阻抗对特性阻抗Z0归一化，输出端接电压源，如图2.2-4所示。此网络相对于中间平面是对称的，两个归一化值为2的源电阻并联组合，以归一化值为1的电阻代表匹配源阻抗。4线具有的归一化特性阻抗为Z，并联电阻具有归一化值为r；等分功分器中，z = 2和r = 2。图2.2-4 在归一化和对称形式下功分器电路（l）偶模分析。对于偶模激励，Vg2=Vg3=2V0，所以V2e=V3e，可将图2.2-4的电路化为如图2.2-5所示。图2.2-5 功分器偶模等效电路图（O.C.为开路线）从端口2向里看得到的阻抗为：Zine=Z22 （2.2-11）若Z=2，则Zine=1，对于偶模激励端口2是匹配的，所以V2e=V0。在这种情况电子科技大学学士学位论文下，隔离电阻r/2的一端开路，可以忽略掉。接下来从传输线方程求解V1e。若令端口1处x=0。在端口2处发生90相移，所以端口2处x=-4，则传输线上的电压可表示为Vx=V+(e-jx+ejx) （2.2-12）由此得到V2e=V-4=jV+1-=V0 （2.2-12）V1e=V0=V+1+=jV0+1-1 （2.2-13）在端口1处向归一化值为2的电阻看的反射系数为 = 2-22+2 （2.2-14）所以V1e=-jV02 （2.2-14）（2）奇模分析。当奇模激励时，Vg2=-Vg3=2V0，所以V20 = V30，在图2.2-4所示电路的中间为电压零点，可等效为如图2.2-6所示的电路。向端口2看去的阻抗为r/2，由于平行连接传输线长为4，而且在端口1处短路，所以看上去在端口2处为开路点。因此，如选r=2，则奇模激励端口2为匹配的。在这种激励模式下，所有功率被送到r/2电阻上，没有功率送到端口1；且V20=V0，V10=0。图2.2-6功分器偶模等效电路图2.2.3 功分器的S参量分析现在对图2.2-4的电路定义两个独立的激励模式：偶模时，Vg2=Vg3=2V0；奇模时，Vg2=-Vg3=2V0。然后两种模式相叠加，有效的激励为Vg2=4V0，Vg3=0。当端口2和端口3终端接匹配负载时，求出Wilkinson功分器在端口1处的输第2章 功率分配器的基本理论入阻抗即可导出S11。如图2.2-7(a)所示，从图上可见其与偶模激励V2=V3时的情况类似。此时隔离电阻r上电流为0，可以等效为图2.2-7 (b)所示。转化为两个端接归一化值为1的负载电阻的四分之一波长变换器并联。所以，输入阻抗是：Zin=1222=1 （2.2-15）(a) 有终端的Wilkinson功分器(b) (a)中电路的剖分图2.2-7 对Wilkinson功分器求找S11的分析所以，Wilkinson功分器的S参量如下：S11=0（在端口1，Zin=1） （2.2-16）S22=S33=0 （奇模和偶模激励下，端口2和端口3匹配）（2.2-17）S12=S21=V1e+V1oV2e+V20=-j2 （互易网络的对称性） （2.2-18）S13=S31=-j2 （端口2和端口3是对称的） （2.2-19）S23=S32=0 （因等分面上为短路或开路） （2.2-20）因为当终端接匹配负载时，全部端口都是匹配的，所以S12方程成立；因为S23=S32=0，所以端口2和端口3之间是隔离的。当输出匹配时，功分器是无损电子科技大学学士学位论文耗的；只有端口2和端口3的反射功率消耗在隔离电阻上。2.2.4 阶梯阻抗变换原理在微波电路中，为了解决阻抗不同的元件、器件相互连接而又不使其各自的性能受到严重的影响，常用各种形式的阻抗变换器。其中最简单又最常用的四分之一波长传输线阶梯阻抗变换器（图2.2-8）。它的特性阻抗Z1为待匹配的阻抗。图2.2-8 4阻抗变换器示意图根据特性阻抗匹配原理Zin=Z012RL （2.2-21）式中，Zin为匹配后的输入阻抗，Z01为四分之一波长传输线特性阻抗，RL为负载阻抗，则Z1=Z0Z2 （2.2-22）其长度L为中心频率引导波长的1/4，即L=g4 （2.2-23）这种变换器的显著特点就是简单，用任一种形式的传输线均能实现，但当频率偏离中心时，其电长度不再是/2，变换特性也随之恶化。它对频率的敏感，使它仅适合于窄带运用。在需要宽带匹配的场合，应采用多节阶梯阻抗变换器或各种渐变线变换器。本文所使用的频率范围较宽，所以要采用多节阶梯阻抗变换器来实现（如图2.2-9），在多节阶梯阻抗变换器中，各阻抗阶梯所产生的反射波彼此抵消，于是匹配的频带得以展宽。多节阶梯阻抗变换器中最常用的是每节长度为1/4 波长变换器。但是随着阶梯阻抗变换器级数的增加，插损将变大，因此在做到带宽的同时，应尽量减少节数。下面对多节阻抗变化器进行分析。在多节阶梯阻抗变换器中，各阻抗阶梯所产生的反射波彼此抵消，于是匹配的频带得以展宽。第2章 功率分配器的基本理论图2.2-9 多节4阻抗变换器示意图对于阻抗变化器，衡量其性能与设计所根据的指标，通常是：匹配带宽、带内最大电压驻波比以及插入损耗等。同样，一个功分器也是一个阻抗变换器，也是从这几个方面来考虑设计的。多节阶梯阻抗变化器带内的电压驻波比响应特性常用的是最平坦响应和切比雪夫响应两种，但与带通滤波器不同的是它对带外抑制没什么要求。参考图2.2-9，设待匹配的阻抗值为Z0和Zn+1，其设Zn+1Z0。为了设计计算方便，我们把阻抗值对Z0进行归一化。这样，待匹配的阻抗值就分别为1和R=Zn+1Z0，R也称为阻抗变换比。如图2.2-8，从100到50的阻抗变换比R=100/50=2 。对于单节的1/4 波长阻抗匹配Z1=Z0R2=5050=70.7 （2.2-24）对于多节的，计算原理同单节，每一节的阻抗都等于前后阻抗的几何平均值，即Zin=Zn-1Zn+1 （2.2-25）2.3 本文功分器设计要求本文设计的Wilkinson功分器在19202170 MHz频段中的性能要满足以下指标：（1）1端口回波损耗S1125dBRL1=-20|S11| （2.3-1）（2）2、3端口，3、4端口的隔离度：IL23=-20|S23| （2.3-2）隔离度是两隔离端输入与输出功率之比的分贝数。对于Wilkinson功分器，相邻两输出端口间的隔离度希望尽可能大于15dB。本文Wilkinson功分器的S23参数超20dB，隔离性能很好。（3）端口1和输出端口之间的插入损耗：CP12=-20|S21| （2.3-3）电子科技大学学士学位论文对于等分Wilkinson功分器，理论上两路功分器输出端口的插入损耗应该在对应频率处完全相等且接近3dB。三路功分器输出端口的插入损耗应该在对应频率处完全相等且接近4.8dB。本文二路功分器插损小于3.4 dB，三路功分器插损小于5.5 dB。第3章 Wilkinson功分器的设计方法第3章 Wilkinson功分器的设计方法3.1 二路功分器的实现本文所设计的功分器频率范围为19202170MHz，中心频率为fm=fa+fb2=1920+21702=2045（MHz） （3.1-1）主通带的相对带宽为=fb-fafm=2170-19202045=12.22% （3.1-2）3.1.1 单节阻抗匹配功分器设计 根据2.2.1分配原理可知，对于一分二功分器在T型节处，阻抗比为2要实现阻抗比为2的阻抗变换，即100到50的阻抗变换。本文采用最简单最常用的四分之一波长传输线阶梯阻抗变换器，对于单节阻抗匹配的功分器，如图3.1-1所示图3.1-1 单节阻抗变换功分器示意图由2.2.4节阶梯阻抗变换器原理计算出各节微带线的特性阻抗及长度Z0=50， Z1=Z2=70.7， R=2Z0=100由2.1.1节微带线特性阻抗计算公式可得到各节微带线的宽度，为方便计算，本文使用微带线计算工具（如图3.1-2所示）进行计算电子科技大学学士学位论文图3.1-2 微带线计算工具计算可得W1=1.5001mm;W2=W3=0.7846mm;L=20.7691mm用HFSS软件进行建模，采用相对介电常数为4.4，厚度为0.8mm的FR4基板,经过优化，得到功分器的最佳尺寸如图3.1-3所示图 3.1-3 单节匹配功分器尺寸其HFSS模型如图3.1-4所示第3章 Wilkinson功分器的设计方法图3.1-4 单节阻抗匹配功分器的HFSS模型主要性能指标的仿真结果如下图3.1-5 单节阻抗匹配功分器的回波损耗电子科技大学学士学位论文图3.1-6 单节阻抗匹配功分器的电压驻波比图3.1-7 单节阻抗匹配功分器的插入损耗第3章 Wilkinson功分器的设计方法图3.1-8 单节阻抗匹配功分器的隔离度由以上仿真结果可知，单节阻抗匹配不能很好的满足所需的带宽要求，因此需要使用多节阻抗变换。下面对两节阻抗变换功分器进行分析。3.1.2 两节阻抗匹配功分器设计两节阻抗匹配功分器拓扑如图3.1-8所示，为焊接隔离电阻因此需对微带线进行弯曲，为减少微带线之间的耦合，原则上微带线之间的间隔应为3倍线宽，由于本文所涉及的频率较低，在实际仿真中间隔小于该值对结果也无明显影响。图3.1-9 两节阻抗匹配功分器示意图由阶梯阻抗变换原理得到功分器各节的参数值Z0=50;Z1=Z2=83.35;Z3=Z4=60由微带线计算工具得到各节微带线的宽度及长度W1=1.5001mm；W2=W3=0.5394mm；W4=W5=1.0875mm电子科技大学学士学位论文隔离电阻的计算公式为R1=2Z1Z3(Z1+Z3)(Z3-Z1cot2) （3.2-3）R2=2R1(Z1+Z3)R1Z1+Z3-2Z3 （3.2-4）=21-12f2f1-1f2f1+1 （3.2-5）由此式计算可得，R1=93.215；R2=265.815 。采用相对介电常数为4.4，厚度为0.8mm的FR4基板，用HFSS电磁仿真软件进行建模，经过优化后其尺寸如下图所示图 3.1-10 两节阻抗匹配功分器尺寸HFSS模型如图3.1-11所示图3.1-11 两节阻抗匹配功分器HFSS模型第3章 Wilkinson功分器的设计方法设置好端口，以及边界条件，进行仿真可得仿真结果如下图所示图3.1-12 两节阻抗匹配功分器的回波损耗图3.1-13 两节阻抗匹配功分器的电压驻波比电子科技大学学士学位论文图3.1-14 两节阻抗匹配功分器的插入损耗图3.1-15 两节阻抗匹配功分器的隔离度从上图的仿真结果可以看出，本文设计的Wilknson功分器在19202170 MHz的频带范围内，参数优于-27dB，在中心频率点优于-45dB，优于设计要求；输入端口的电压驻波比小于1.1；插入损耗小于3.34dB，达到性能要求；二三端口的隔离度在19202170 MHz的频带范围内优于-28dB，在中心频点优于-35dB，隔离性能十分优异。通过与单节阻抗匹配功分器的比较，可以看到两节阻抗匹配功分器不论是回波损耗还是隔离度均有了显著提升，这也验证了通过增加功分器阻抗变换的级数来拓宽功分器带宽的想法。但是随着级数的增加，其插损等性能指标也将随之恶化，因此在实际的功分器设计中，如何选择阻抗匹配的级数应以实际第3章 Wilkinson功分器的设计方法带宽需要来选择，并非越多越好。下面给出三节阻抗匹配功分器的设计结果。3.1.3 三节阻抗匹配功分器设计三节阻抗匹配功分器的设计方法和两节完全相同，利用阻抗匹配公式可方便地得到各节的参数，在此不再赘述。下面给出其优化后的尺寸结构图3.1-16 三节阻抗匹配功分器尺寸其HFSS模型如图3.2-17所示图3.1-17 三节阻抗匹配功分器HFSS模型仿真结果如下电子科技大学学士学位论文图 3.1-18三节阻抗匹配功分器的回波损耗图 3.1-19三节阻抗匹配功分器的电压驻波比第3章 Wilkinson功分器的设计方法图 3.1-20三节阻抗匹配功分器的插入损耗图 3.1-21三节阻抗匹配功分器的隔离度 由仿真结果可知，随着节数的增加，其回波损耗与二节阻抗匹配变换功分器十分接近。但是其隔离度的带宽有了明显增加。二节阻抗变换功分器的隔离度在1.692.34GHz的650MHz频带范围内小于-25dB，三节抗变换功分器的隔离度在1.882.7GHz的820MHz频带范围内小于-25dB。但是其插入损耗与二节阻抗变换功分器相比有一定的增加。在实际使用中只需调节其中心频率对应的阻抗变换节长度即可实现频率的偏移。电子科技大学学士学位论文3.2 三路功分器的实现三路功分器的实现主要有两种方法7，第一种是使用功分器级联法（如图3.2-1），先使两路信号功率分配比为1：2，再使功率分配比为2的那路信号再平均分配，从而使三路信号功率输出相等。这种方法拓扑结构较为复杂，要占用较多的基板面积，功分器之间的级联匹配也较复杂，但是隔离度比较高，在某些对隔离度有很高要求的场合可以使用。本文使用梳状式拓扑的三路功分器，其结构简单，拓扑结构如图3.2-2所示图3.2-1 级联法三路功分器示意图图3.2-2 梳状三路功分器示意图采用型等效电路方法建立对称三功分器的拓扑8，如图3.3-3所示。Y01，Y02分表表示信号源及负载导纳。Y10,Y20分别表示第一节和第二节传输线特性导纳，G1，G2分别表示第一节和第二节隔离电导。第3章 Wilkinson功分器的设计方法图3.3-3 梳状三路功分器等效电路对图3.3-2所示的等效电路运用电路节点分析法，列出其节点电流方程可解出G1=Y102Y01 G2=Y024 （3.3-1）两节g4变换器获得最佳匹配效果的条件为（3Y10Y01）2=Y20Y10=(Y02Y20)2 （3.3-2）则Y10=Y02B34Y20=Y02B14 （3.3-3）其中B=3Y02Y01 （3.3-4）根据上述理论，由于Z01=Z02=Z0=50，则有Z10=113.98，Z20=65.80，R1=64.95，R2=200。再有由微带线计算工具可得到功分器的设计参数，如下图所示图3.2-4 三等分功分器示意图电子科技大学学士学位论文W1=1.5009mm；W2=0.2187mm，L1=21.5335；W3=0.9097mm， L2=20.6570mm采用相对介电常数为4.4，厚度为0.8mm的FR4基板，用HFSS电磁仿真软件进行建模，经过优化其尺寸如图3.2-5所示图3.2-5 三等分功分器尺寸图3.2-6 三等分功分器HFSS模型设置好端口及边界条件，仿真结果如下第3章 Wilkinson功分器的设计方法图3.2-7 三等分功分器回波损耗图3.2-8 三等分功分器电压驻波比电子科技大学学士学位论文图3.2-9 三等分功分器插入损耗图3.2-10 三等分功分器隔离度由图可见，在19202170MHz频带内输入电压驻波比小于1.1，回波损耗小于-25.6dB，在中心频率处为-32.5dB，在1.782.2GHz的420MHz频带范围内满足回波损耗小于-25dB，在实际应用中只要简单调节阻抗匹配节的长度即可实现频率偏移，以满足中心频率的要求。插入损耗小于5.5dB，隔离度优于-24dB，满足设计要求。第4章 UMTS基站天线平台馈电网络设计第4章 UMTS基站天线平台馈电网络设计4.1 馈电网络简介在计算方向图或增益时，如果阵列各单元具有给定的幅度与相位，为了实现这种特定的幅度和相位分布，就要通过馈电网络来实现9。对于线阵和面阵的馈电基本是一样，大致可以分为并馈和端馈如图所示一个简单的四元阵。图 4.1-1 并馈（左）和端馈（右）示意图由于本课题中阵列的馈电选择了并馈实现，基站天线模型如图4.1-2所示。所以关于并馈讨论两点： （1）并馈是一种常用的馈电网络实现方式。其具体的做法就是由天线汇总点到每一个辐射单元，中间所走的路经、器件数完全一样（功率可以不一样，以满足幅度分布的要求）从而在宽频带内保持了各单元同相和等延时的要求。一般可简单的分为等幅并馈和不等幅并馈两种。对于等幅并馈就比较简单，没有什么特别的规则，而不等幅并馈就比较麻烦一点，主要是功率分配器的合理设计。 （2）关于馈电网络中，馈线分布、尺寸选择问题。对于宽带的同相阵，一般要求等电长度即可，这样可以选择最短的电缆组合为准，只要辐射单元设计合理，传输线良好，连接接头好，电缆长度没有固定的要求。对于电缆长度的选择，通常有两种作法。一种就是选用4的奇数倍，以便获得连接接头反射抵消；另一种方法就是选用2的整数倍，以便排除传输线特性阻抗的误差带来的影响。所以在实际的工程设计中，可以根据实际情况，以调试的结果为准。电子科技大学学士学位论文图4.1-2 UMTS基站天线模型4.2 天线阵的馈电网络设计与仿真上述基站天线的工作频率为19202170MHz，共250M带宽。采用3.1.2节所设计的二路功分器对上述基站天线进行并联馈电，馈电网络由图4.2-1所示，优于基板面积较小，为减少微带线对贴片天线的干扰，微带线尽量沿着基板的边缘走线。由于在微带线转角处微带线特性阻抗不连续，因此会带来辐射损耗， 同时对贴片天线产生影响，因此在设计馈电网络时尽量避免使用转角，在必须使用的地方倒圆角或者45直角，同时远离贴片，以减少微带线特性阻抗的不连续性。为保证两个天线单元相幅一致，微带馈线的长度须一致。图4.2-1 带馈电网络的基站天线第4章 UMTS基站天线平台馈电网络设计采用HFSS 12对基站天线进行仿真，所得到的参数如下图4.2-2 45极化天线回波损耗图4.2-3 二元天线阵的隔离度电子科技大学学士学位论文图4.2-4 X-Z平面的增益图4.2-5 Y-Z平面的增益图4.2-6 X-Y平面的增益第4章 UMTS基站天线平台馈电网络设计图4.2-7 X-Y平面的3D方向图图4.2-8 X-Z平面的3D方向图图4.2-9 Y-Z平面的3D方向图电子科技大学学士学位论文从以上仿真结果可以看出天线在19202170MHz的频带范围内回波损耗小于-9.7dB，隔离度优于-16.7dB，最大增益为11.8dB，性能指标基本满足该天线的设计要求。结束语结束语本文详细介绍了微带功分器的设计理论及一分二、一分三功分器的设计过程，以及基于UMTS基站天线平台的馈电网络设计。功分器的设计关键在于阻抗匹配，多路功分器、不等功分器以及多级功分器的级联的关键都在于阻抗匹配。根据每一路的功率比计算出阻抗比，从而通过阻抗变换对每一电路进行阻抗匹配。本文设计的功分器采用双节传输线实现阻抗匹配，两节采用两个不同的隔离电阻，不仅有效增加了工作带宽，而且提高了隔离度。设计的中心频率为2045MHz的Wilkinson功分器，在250MHz带宽范围内性能优异，达到设计要求。在设计器件，由于时间、硬件条件等因素的限制，还有许多问题需要做进一步的探讨。下面是针对工作中遇到的问题提出一下建议：（1）将微带结构的Wilkinson功分器运用到不等功率分配的功分器中，使用不等功率分配的功分器级联，理论上可以设计出任意路数等功率分配的功分器。（2）将Wilkinson功分器深入到双频及多频的研究。随着移动通信业务的发展，移动通信的频段从以前的GSM（880960MHz）频段已经扩展到DCS（17101880MHz）和PCS（18501990MHz）频段，以及最近的3G频段。在实际的基站天线中GSM和UMTS天线往往同时存在，若使用双频功分器，则能极大减少布线面积，节约成本，增加天线的可靠性。致 谢致 谢论文完成之际，谨在此向所有关心和帮助过我的人表示诚挚的谢意!首先，感谢我的指导老师班永灵副教授。从论文的选题、到具体的设计和论文写作过程，班老师都给予我耐心、细致的指导，这对我知识的巩固和能力的提高有着极其重要的意义。同时，班老师严谨的治学精神，渊博的知识，深厚的学术造诣以及不断创新的精神，使我受益匪浅，将成为我一生享用不尽的财富。在此，我向班老师致以最崇高的敬意。另外，还要特别感谢教研室的付光耀和孙思成师兄，在毕业设计过程中给予的无私帮助。最后感谢电子科技大学对我的培养！对审阅此论文的老师表示衷心感谢！参考文献参考文献1何猛.超宽带微波功分器的研制：硕士学位论文.成都：电子科技大学 20092程海荣，张洪新.一种微带混合型功率分配器的设计A.雷达与对抗，2004.43喻梦霞，李桂萍等.微波固态电路.成都：电子科技大学出版社，2008.784徐锐敏，唐璞等.微波技术基础.北京：科学出版社，2009.76805邱伟胜.不等功分微带功分器的设计与仿真：硕士学位论文.北京：北京邮电大学 20086冷小艳.双频Wilkinson功分器的研究：硕士学位论文.南京：南京理工大学 20087韩淑萍，李铭祥.高隔离度一分三功分器的设计.上海大学学报（自然科学版），2004，Vol.10 No.6:5608唐先发.宽频微带三等分功分器的设计.电子学与光电子学.2011，2279赵旭.第三代移动通信基站天线的设