（微电子学与固体电子学专业论文）12bit+125kss自校准saradc设计.pdf

- 誓 南开大学 肌i i11 1iiiiiiiiii iiiiii i i i i i 删 y 1819 7 9 百。 - 硕士研究生毕业( 学位) 论文 姓名：赵佳 年级：窒q q 2 级 专业：邀电王堂皇固住电王堂 研究方向：太趣撞篡盛电路遮盐 论文题目：呈垄坠韭兰2 量坠丛自撞准s 丛墅遮让 完成日期：2 q q 互生墨旦 导师：塞挝贵亘麴握 2 0 0 5 年5 月2 0日 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 南开大学学位论文版权使用授权书 本人完全了解南开大学关于收集、保存、使用学位论文的规定， 同意如下各项内容：按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版 本；学校有权保存学位论文的印刷本和电子版，并采用影印、缩印、 扫描、数字化或其它手段保存论文；学校有权提供目录检索以及提供 本学位论文全文或者部分的阅览服务；学校有权按有关规定向国家有 关部门或者机构送交论文的复印件和电子版；在不以赢利为目的的前 提下，学校可以适当复制论文的部分或全部内容用于学术活动。 学位论文作者签名： 菇笋 i 妒罗年步月加日 经指导教师同意，本学位论文属于保密，在乡年解密后适用 本授权书。 指导教师签名： 素兹哆 学位论文作者签名： 起书 i 解密时 间： o o 年箩月 加 日 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 南开大学学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本学位论文 的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的 作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的法律责任 由本人承担。 学位论文作者签名：匙书 j 埘年夕月加日 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 摘要 数据转换系统将模拟世界与数字系统连接在了一起，这是通过模 拟一数字转换器和数字一模拟转换器来具体实现的。随着数字系统和便 携式系统的高速发展，对于集成数据转换器的功耗要求越来越严格。 而由于逐次逼近式a d 转换器固有的低功耗的优点，使其应用越来越 广泛。 本论文提供了一个基于0 2 5 微米c m o s 工艺的1 2 位1 2 5 k s s 的 完整的差分逐次逼近a d 转换器设计、分析及仿真结果。为了改善逐 次逼近a d 转换器的精度，本设计应用了数字自校准的方法。最终的 仿真结果表明可以达到1 2 位的精度。 关键词：逐次逼近a d 转换器，自校准，电容阵列， 自调谐比较器 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c l i 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c a b s t r a c t d a t ac o n v e r s i o nt e c h n o l o g yl i n k sa n a l o ga n dd i g i t a lw o r l dt o g e t h e rb y m e a n so f a n a l o g - t o - d i g i t a lc o n v e r t e r ( a d c ) a n dd i g i t a l - - t o - - a n a l o g c o n v e r t e r ( d a c ) w i t ht h ed e v e l o p m e n to fd i g i t a ls y s t e ma n dp o r t a b l e s y s t e m ，t h ep o w e rc o n s u m p t i o no f d a t a c o n v e r t e r sb e c o m e sav e r y i m p o r t a n ti s s u e s u c c e s s i v ea p p r o x i m a t i o na d ch a sb e e n u s e di n d i f f e r e n tf i e l d sw i d e l yb e c a u s eo fi t si n h e r e n tl o wp o w e ra d v a n t a g e t h i s p a p e rd e s i g n s a1 2 b i t1 2 5 k s sf u l ld i f f e r e n t i a ls u c c e s s i v e a p p r o x i m a t i o na n a l o g t o d i g i t a lc o n v e r t e r ( s a ra d c ) u t i l i z i n g a0 2 5 u m c m o sp r o c e s st e c h n o l o g y t h eo p e r a t i o np r i n c i p l ea n ds i m u l a t i o n r e s u l t sa r eg i v e ni nt h ep a p e r i no r d e rt oi m p r o v et h ep r e c i s i o no ft h e s a ra d c ，ad i g i t a ls e l f - c a l i b r a t i o nm e t h o di sa d o p t e d t h es i m u l a t i o n r e s u l t si n d i c a t et h a tt h i sd e v i c ec a nr e a c h1 2 b i tp r e c i s i o n k e y w o r d s ：s a ra d c ，s e l f - c a l i b r a t i o n ，c a p a c i t o ra r r a y , s e l f - t i m e dc o m p a r a t o r i i i 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c i v 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 目录 第一章前言0 00000 000000 1 1 1 各种a d c 的比较1 1 1 1s a ra d c 3 1 1 2p i p e l i n e da d c 3 1 1 3f 1 a s ha d c 3 1 1 4 一a d c 4 1 2a d c 设计中的一些基本限制因素4 1 2 1 量化噪声4 1 2 2 器件噪声7 1 2 3 电路非线性8 1 2 4 器件匹配8 第二章s a ra d c 的基本结构及技术方案1 1 2 1s a ra d c 的基本原理及结构1 1 2 2s a ra d c 的不同结构及其比较1 3 2 2 1 分压型1 4 2 2 2 电荷重分布型1 5 2 2 3 混合型1 5 2 3 设计要求及技术方案1 8 第三章系统结构设计及理论分析1 9 第四章具体电路设计及仿真结果t , o go 4 , 3 3 4 1 比较器的设计3 3 4 1 1 带有o f f s e t 消除的前置放大器的设计3 2 4 1 21 a t c h 的设计4 0 4 1 3 比较器自适应控制逻辑的实现4 2 4 1 4 比较器整体电路及仿真结果4 4 4 2 电容阵列和电阻串的设计4 7 4 2 1 电容阵列的设计4 7 4 2 2 子d a c 电阻串的设计4 8 4 2 3 校准d a c 电阻串的设计4 9 v 9 3 4 6 1 2 2 2 法一方现一实计器舵及 设较d 理 构比子原结应串准统适阻校系自电自 l 2 3 4 o o o j 3 3 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 第五章整体电路仿真结果以及版图设计考虑6 1 5 1 整体电路及仿真结果6 1 5 2 版图设计考虑6 5 第六章结论及以后工作7 1 致谢7 3 参考文献7 5 附录7 7 个人简历9 1 v i 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 第一章前言 数据转换为模拟世界和数字系统之间提供了连接方法，而这是通过模数转换 器( a ，d ) 和数模转换器( d a ) 来具体实现的。随着医学影像、探测、消费电 子和通信等一系列应用中数字计算和信号处理使用的增加，数据转换系统的结 构和设计上也有了快速的发展。而现今各种电池供电的便携式设备的广泛应用 为数据转换器的设计提出了更高的要求，低功耗、高速、高分辨率成为设计的 主流。按照不同的结构可以将a d 转换器大致划分为：积分型( i n t e g r a t i n g ) a d c 、 逐次逼近型( s a r ) a d c 、流水线( p i p e l i n e d ) a d c 、过采样e a a d c 、h a s ha d c 等几种，各种不同结构的a d c 有着不同的性能限制，因此有各自不同的应用范 围。图1 - 1 是各种a d c 大致的速度、精度和功耗性能分布图： 2 叱 零 = g t , 0 r e s o l u t io n 图卜1 各种a d c 性能分布图 从图1 - 1 中可以看出：s a ra d c 可以提供适中的分辨率与采样速度，而且 功耗较低，因此有相当大的应用范围。本文主要介绍的就是一个全差分自校准 s a r a d c 的设计，它的应用目标是触摸屏，同时又可以单独作为一个通用a d c 在其它适当的场合中使用。本章对各种a d c 进行大致的介绍，同时与s a r a d c 进行比较，另外还将说明a d c 设计中的一些主要限制因素。 1 1 各种a d c 的比较 1 在进行a d c 设计之前，首先要根据性能要求选择合适的基本结构，虽然对于 某个精度和速度可能有几种结构都符合要求，但结构的恰当选择能够实现最佳 的性能与功耗的折中。例如对于一个1 4 位2 m s p s 的性能要求，带有自校准的 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c p i p e l i n e da d c 与- - a a d c 都能实现，但由于- - a a d c 要有更高的过采样 速率，同时需要抽取滤波器，这样可能会增加更多的功耗，并且增加设计难度， 因此应选择带有自校准的p i p e li n e da d c 结构。要进行正确的a d c 结构选择就 要对各种a d c 所能达到的性能和应用的领域及优缺点有深入的了解，下面是一 个各种a d c 性能和应用的领域的比较表 2 ： t f l a s h s a r 积分型 p i p e u n e s i g m a ， ( 并行)( i i a t e g r a t i n g ) d e i ：r a 中到高分辨 监测直流信 高速：几m 高分辨率，低 主要应用 超高速且不 率( 8 1 6 位) ， 号，高分辨率 到1 0 0 m s p s 到中速，没有 5 m s p s 以下， 以上，8 1 6 精确的外部 领域关注于功耗。低功耗，好的 位，功耗低于 元件，数字滤 低功耗，小尺 噪声性能。波器减少抗 寸。 f i a s ha d c 。 混叠的要求。 n 位需要 过采样 2 一1 个比 二进制搜索未知的输入电 转换方法 算法，内部电压被积分，并 小的并行结a d c ， 较器，每增加路以更高速与已知的参考 构，每级运算5 h z 6 0 h z 抑 一位，比较器度运行。电压比较。 1 到几位。制可编程数 据输出。 个数加倍。 数字纠错逻 过采样调制 编码方法温标码编码。 逐次逼近。 模拟积分。 器，数字梳状 辑。 滤波器。 闪烁码亚稳 速度有限，可 转换速度慢， 并行处理以阶数高( 4 阶 态，高功耗，需要高精度外 功耗和等待或更高) ，多 缺点能需要抗混 部元件来实现 时间为代价位a d c 和多 大尺寸，成本 叠滤波器。提高了位反馈 高。精确性。 t h r o u g h p u t 。 d a c 。 不随分辨率 随分辨率增分辨率每增加随分辨率增在数据输出 - 转换时间 加而线性增一位转换时间加而线性增速度和分辨 增加而改变。 加。加倍。加。率之间折中。 典型情况元 每增加一位 元件匹配不随每增加一位每增加一位 件匹配限制 分辨率元件匹配要 分辨率的增加元件匹配要元件匹配要 分辨率到8 求加倍。 而增加。 求加倍。 求加倍。 位。 2 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 2 一1 个比 较器，尺寸和尺寸随分辨 核心尺寸不随 尺寸随分辨 核心尺寸不 尺寸分辨率增加而随分辨率增 功耗随分辨率线性增加。 改变。 率线性增加。 加而改变。 率增加而指 数增加。 c c d 影像、 数据采集、卫l c d 或l e d 显超声波医学 星通信、雷达便携电池供示驱动器、便影像、数字接 音频设计、高 信号处理、采电设备、工业携设备应用、收机、基站、 具体应用精度探测和 样示波器、高控制、数据数字面板仪数字视频 声纳。 密度磁盘驱 信号采集。表、数字万用( h d t v ) 、 动器。表。x d s l 、快速 以太网等。 表卜1 各种a d c 性能及应用比较表 1 1 1s a ra d c s a ra d c 是采样速率低于5 m s p s 的中等至高分辨率应用的常见结构，分辨率 一般为8 位至1 6 位，具有低功耗、小尺寸等特点。它实质上是在执行一种二进 制搜索算法，所以当内部电路运行在数兆赫兹时，由于逐次逼近算法的缘故， a d c 采样速率仅是该数值的几分之一。s a ra d c 的一个特点是，功耗随采样速 率而改变，这一点与闪速a d c 或流水线a d c 不同，后者在不同的采样速率下 具有固定的功耗，这对于低功耗应用或者不需要连续采集数据的应用非常有利。 1 1 2p ip ei in e da d c p i p e li n e da d c 采用一种并行结构，将整个转换过程分为几级来完成，每一 级同时进行一位或几位的采样及转换，并行结构提高了数据的吞吐率，但要以 功耗和传输延迟为代价。这里的传输延迟( 1 a t e n c y ) 定义为a d c 采样到模拟输 入的时间与输出端得到量化数据的时间差，例如一个5 级流水线a d c 至少存在 5 个时钟周期的延时，而s a ra d c 只有一个时钟周期的延时。流水线a d c 需 要更多的比较器与运放，一般比同等级别的s a r 占用更多的硅片面积。 1 1 3f ia s ha d c f l a s ha d c 由大量的比较器构成，比较器包含宽带、低增益前置放大器和锁 存器。前置放大器仅提供增益，不需要高线性度和高精度，只有比较器的门限 值必须具有较高的精度。这是一种能够提供最高转换速率的结构，提高速度所 面临的最大难题是要折衷考虑功耗和尺寸，分辨率每提高一位，f l a s h a d c 中的 比较器的个数将成倍增长，同时还要保证比较器的精度是系统精度的两倍，因 此f l a s h a d c 的最高分辨率只能达到8 位。而在s a r a d c 中，提高分辨率需要 更精确的元件，但复杂度并非按指数率增长。当然s a r a d c 的速度是无法与闪 速a d c 相比较的。 3 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 1 1 4 一x a d c 传统的过采样一a a d c 转换器被普遍用于带宽限制在大约2 2 k h z 的数字 音频应用。近来，一些宽带一转换器能够达到1 m h z 至2 m h z 的带宽，分 辨率在1 2 位至1 6 位。一转换器具有一个先天的优势，即不需要特别的微 调或校准，即使分辨率达到1 6 位至1 8 位，它们也不需要在模拟输入端增加快 速滚降的抗混叠滤波器，因为采样速率要比有效带宽高的多。一转换器的 过采样特性还可用来“平滑模拟输入中的任何系统噪声。然而，一转换 器要以速率换取分辨率。由于产生一个最终采样需要采样很多次( 至少是1 6 倍， 一般会更多) ，这就要求一调制器的内部模拟电路的工作速度要比最终的数 据速率快很多。数字抽取滤波器的设计也是一个挑战，并要消耗很多硅片面积。 综上所述，s a r a d c 的主要优点是低功耗、高分辨率、高精度、输出数据 不存在延时以及小尺寸。由于这些优势，s a r a d c 常常与其它更大的功能集成 在一起。s a r 结构的主要局限是采样速率较低，线性受元件匹配精度的限制， 并且其中的各个单元，如d a c 和比较器，需要达到与整体系统相当的精度。 针对于本文的设计要求1 2 位1 2 5 k s p s ，s a r a d c 是低功耗实现的最佳选择。 1 2a d c 设计中的一些基本限制因素 3 在a d c 设计中一些基本的限制因素会影响最终的设计精度，因此要事先充分 考虑这些因素，对设计进行优化。 1 2 1 量化噪声 4 一个a d 转换器所产生的数字输出d 是作为模拟输入a 的函数：d = f ( a ) ， 模拟输入可以有无限多个数值，而输出只能从分辨率决定的有限个数的码中选 择，因此a d c 必须将每个输入电平近似为这些码中的一个。这样将连续的模拟 输入信号转化为离散数字输出码的过程就会导致输入信号幅度信息的丢失，而 幅度信息所丢失的量决定于a d c 的分辨率。这个近似过程就是“量化 ，原始输 入与数字化输出之间的差就称为“量化误差”，表示为f 。这个误差随分辨率的 增加而减小，它的效应可以看作额外的噪声，这就是“量化噪声”。量化噪声在 所有的a d c 中都会出现，包括理想a d c 。图卜2 显示了理想a d c 的传输特性及量 化误差曲线。 4 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c i笸 l碰 l l 1旌 l芝 ；z l。贮 i尹 l矿 i酽 i 矿 洋 矿，f， ， 图1 - 2 理想a d c 传输特性和量化误差 从图卜2 中可以看到引起输出变化的最小输入变化为a 一扩，也就是 1 l s b ，同时注意到量化误差在o 到1 l s b 之间，可以将其看作单极性( u n i p o l a r ) 量化误差。图1 - 3 为双极性( b i p o l a r ) 量化误差的传输特性。 t 娃 矬! t it c ，则比较器输出逻辑高电平或1 ，n 位寄存 器的m s b 保持1 ；相反，如果 0 s a r 寄存器状态继续保持置1 a v o u t = v o u t 。一v o u t 一 0s a r 寄存器状态复位置0 2 l 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c c a p c 萱= e 汁盎玎口y 一 一 | 0 ：兰。、!妻。乏#。￥1 上 i 1 。 l 、1s i 吨 一 j。 一 lc o | 水 夕 i 伪 j1，：。l；：j1。，二： 。 1 1 1 t i 始 0、10 i j 一 l 一 j i 翻衄叭肿f 吖 l 下面根据电荷守恒的原理推导+ 和吃。一的输出表达式。 己知采样阶段结束时c a p a c i t o r + a r r a y 阵列的上极板电荷为： q 一一二警( 屹一k 曲) ( 3 l - 3 ) 而c a p a c i t o r a r r a y 阵列的上极板电荷为： q = 半眠一) ( 3 - 1 4 ) 代入电荷守恒公式并将两侧的，消掉，得到： (矿一一)(6124+b222+6(x-1)20ul- ( 小1 ) + k 2 ) + ( p 幺一一p 乙) ；【一( 岛2 一t + b 2 2 - 2 + - + b ( r - 1 ) 2 - ( r - 1 ) + k 三一k ) ；( 吃一吆。) 2 p - l - 5 一= + ( 6 1 2 。1 + 2 之+ - + q 酬2 - ( k - 1 ) + b k 2 ) ( 一) + 一) 2 ( 3 - 1 - d 同理得到： + = + ( b , 2 - i + b 2 2 - 2 + + b ( 蹦) 2 4 k - ) + b r 2 ) ( 一吃) 一眠一) 2 ( 3 - 1 - 7 ) 2 2 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 两者作差得到： 一( b 1 2 - + b 2 2 - 2 + + 6 ( 川j 2 q 足q ) + b k 2 一x ) 一) 一眠一) ( 3 - 1 - 8 ) 3 2 自适应比较器 7 由于电容阵列d a c 的建立时间( 电荷重分配时间) 是影响s a ra d c 速度的主 要因素，而我们实现一个在几十l l s 内比较出结果的比较器相对容易，因此自适 应比较器可以实现动态的电荷重分配时间，留出更多的时间给电容阵列建立， 从而极大改善整个a d c 的速度。 比较器系统框图如下： l n 叫is t a g e w i t h d h a c o u p h n $ s e ! f t i m e dc o m p a r a l o r 图3 - 6 自适应比较器系统框图 这个比较器主要包括带失调消除的开环增益级、l a t c h 比较单元和控制逻 辑。其基本工作过程如下：当比较器的控制信号l a t c h 为低电平的时候，比较 器的输出c p 和c n 被置为低电平，同时它的正反馈环路开启。当时钟的上升沿 来到时，l a t c h 信号被置为高电平，通过l a t c h 变高触发l a t c h 单元开始工 作，根据输入使c p 或者c n 变为高电平。当电路检测到c p 或c n 有一个变为 高电平的时候，那么就把l a t c h 信号置为低电平，这样一位就比较出来了，d a c 的电荷根据这个结果重新分配。这样电荷分配的时间基本可以占到整个时钟周 期。但是如果输入的差分信号很小，c p 和c n 在时钟的下降沿还没出结果，那 么就把l a t c h 置为低电平，其后的时间使之进行电荷的重分配。 比较器工作的时序如图3 7 所示： 2 3 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c i n p i - 一i , , g m a l o l t h c c m 吣i l i r f i l ll f l l 了 ， f j r1 洲 i 皓 1 ：。 c 0 1 g l 、i | 川0 1 1 0 ；、荽帅) i 图3 7 比较器工作时序图 3 3 电阻串子d a c 根据前面1 2 1 节对量化噪声的论述，为了实现更高的信噪比，使量化噪声 的影响降到最低，应该采用b i p o l a r 形式，即输出的第一个转折点应该在三妨 2 处。而转折点的选择主要决定于l s b 的电阻串子d a c 的结构。 一般的电阻串控制逻辑图如下： b 1b 1 ii ti b 2b 2 ii li n ii “ ii i i l l 见。 一_ r 耻恤口 tli l 一一一 iii l ! i ii 卜_ 、斗_ j n 。1 。i i ti 千”卜一 i ili iiliil 图3 - 8o n i p o l a r 形式电阻串控制图 2 4 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 其中，。和：分别接到全差分s a r a d c 的两个电容阵列的耦合电容上。 如果采用这种控制逻辑，则a d c 的第一个转换点在1 l s b 处，因而其具有较大 的量化噪a ( l s 82 3 ) ，信噪比s n r 较低。 在本设计中采用下图所示的电阻串控制逻辑，将每一个电阻串中的一个电 阻r 分成两个电阻0 5 r ，然后将这两个电阻分别放在电阻串的两端。我们已经 知道在采样阶段两个电容阵列上极板的电压为眠+ ) 2 ，保持阶段将电容阵 列的下极板( 除了耦合电容) 接到吃，而将。和：接到两个电容阵列的耦 合电容上。这时两个电容阵列的上极板电压分别为一i 1l s b 一匕专监和 吃+ l s b + 半。 比较阶段两端的电压差为： 一( 6 1 2 - a + b ：2 - 2 + - 4 - 反n ) 2 书。+ k 2 邯川) ( 一) 一眠一) + 2 1 + 匠2 + + 毛2 州) 2 雀( 一) 一l s b 可见，第一个转换点在三2 l 船处，这种结构的量化噪声为譬，具有更高的信 噪比。 2 5 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 图3 - 9b i p o l a r 形式电阻串控制图 3 4 自校准原理及实现方法 8 9 1 0 由于工艺条件的限制，最佳的电容匹配精度一般在0 1 左右，因此在不加 入其他校准纠正措施的条件下，s a ra d c 所能实现的精度一般在1 0 位左右，如 果要实现1 2 位或者更高的精度，就必须考虑校准或制造过程中的微调补偿。 本设计针对电容失配误差，所采用的是一种数字自校准的技术，这种技术的 简单过程是每次上电后进行校准，电容比例误差被测量并存储在r a m 中，当正 常转换时这些数据用来纠正匹配误差。这种方法的优点是不需要特殊工艺技术， 不需要t r i m m i n g 或测试设备，校准可以在任何时候进行，不使用外部元件，可 以通过合适时间间隔的校准来纠正长时间漂移。 在讨论具体的校准原理之前，首先要说明一下如何测量两个电容之间的失 配。如图3 一1 0 所示，首先伎开关s 1 、s 2 、s 5 导通，c l 被充电到f f ，而c 2 被 放电到地；然后开关s l 、s 2 、s 5 断开，s 3 、s 4 导通，结点x 和y 的电压摆幅分 别为一k f f 和+ k f f 。 2 6 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 图3 - 1 0 电容失配测量原理图 结点p 上的电压变化为“剩余电压”， 肌一雨v r e f c 1 + 石v ，r e f e c 2t 臻) c 1 + c 2 1 c 1 + 乙2c 】+ c 2 、 ( 忽略s 5 的电荷注入) 。a v 即为测得的c 1 和c 2 之间的失配。 1 i 带有自校准的s a ra d c 的整体模块如图3 - 1 1 所示： 图3 - 1 1 带有校准的a d c 系统示意图 整个a d c 主要包括下面几部分：由二进制加权电容阵列构成的主d a c ，具有 相对较好的积分线性，决定高位m s b ：由电阻串构成的子d a c 具有固有的单调性， 差分非线性好，决定低位l s b ；校准d a c 和寄存器以及控制逻辑都是为了测量、 保存电容失配误差准备的，而且在电容阵列中增加了一个校准d a c 的耦合电容 c 。，；剩下的就是比较器和s a r ，与基本的s a ra d c 类似。 2 7 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 一般在上电的时候执行初始校准周期，通过校准d a c 纠正主d a c 的线性误差， 数字控制电路控制电容开关，在数据寄存器中保存非线性纠正项，当进行正常 转换的时候，再通过校准d a c 将数字纠正项转化为模拟电压加到耦合电容上， 从而达到纠正非线性误差的目的。 在误差电压的数字计算过程中，校准d a c 的比例误差和整体量化误差被积累 了起来，而且数字计算必然产生一定的截断误差，这些都会影响所保存的误差 纠正项的精度，因此校准d a c 要在子d a c 分辨率的基础上再增加两位精度。 下面对校准原理进行公式的推导： 。 一个n 位加权电容d a c ，假设由于工艺偏差每个加权电容e 要偏离理想值 ( 1 + 。) 倍。 e = ? 。1 c o + e ) ，以- 1 a ，协，n ( 3 4 2 ) 这里的单位电容c 定义为总电容除以2 ： c = 丁c t o t a l 号耖以耖t 根据式( 3 - 4 3 ) 可以得到： 磊矿1 q - 0 图3 - 1 2 为校准过程中电容阵列的几种连接方式图： 2 8 ( 3 - 4 - 3 ) ( 3 4 4 ) 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c v r e f g n d g n d v r e f o n d 。高。蔼。蒋 v r e f g n d ( b ) v o ( c ) 图3 1 2 a ) 加权电容阵列d a c 。( b ) 预充电模式。 _ ： 和廿噜 澈。k 矿罐 矗菇铀乏 图4 2 输出o f f s e t 存储 下面计算o o s 方法的剩余o f f s e t ：在消除模式下l a t c h 输入电压为0 ，相当 于在比较器输入差值为0 时l a t c h 输入端差值也为0 ，这样前置放大器的o f f s e t 就被完全消除了。因此总失调只来自于开关s 。和s 。之间电荷注入的失配和l a t c h 的o f f s e t ： ( 矿鲁+ 争( 4 - 1 - 4 ) “0 0n 0 注意到电荷注入失配的效应要除以，这是o o s 与i o s 相比的又一个优势。 另外o o s 的输入电容通常比l o s 更小，更适于并行应用。而这种方法主要有两 个缺点：首先前置放大器是开环应用，增益不可以很高，因为在消除模式下如 3 5 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 果输入o f f s e t 与增益的乘积超过输出端所允许的最大电压摆幅，则前置放大器 可能饱和，所以一般采用单级放大器，增益控制在1 0 倍左右；另一个缺点是输 入端直流耦合限制共模输入范围。 对于很高的精度要求单级的o o s 是不够的，而高增益的单级i o s 又会产生 很长的延时，因此在高分辨率比较器中一般会采用多级消除技术。如图4 3 所示。 ( c c ( 图4 3 多级o f f s e t 消除 它包含一串级联的电容耦合放大器和一个l a t c h ，所有的放大器都使用o o s 消除 o f f s e t 。因为整个放大器的等效增益是单独各级增益的乘积，这样就实现了快 速响应的高增益。它的具体工作过程如下：在o f f s e t 消除模式下，几个前置放 大器和l a t c h 的输入端都接地( 全差分设计中是接共模电压) ，每个放大器的 o f f s e t 都保存在与它的输出相串联的电容上；当跟踪模式时，输入差值被几个 放大器放大出现在l a t c h 的输入端上。 上面电路最终来自于l a t c h 的输入o f f s e t 为： y o s2 矗黯 ( 4 - 1 - s ) 这种方法中所需要的前置放大器的级数决定于要将输入o f f s e t 电压限制在 一定值以下所需要的总增益。对于给定增益，可以根据参考文献 1 2 计算级数n 来达到最大带宽，但实际n 一般选择在2 到4 之间。 除了l a t c h 的o f f s e t ，开关的电荷注入失配是另一个重要的误差源，这主 要决定于开关的断开时间，当从消除模式转换到跟踪模式时，这些开关的断开 也将引入不可消除的o f f s e t 。为了最小化这种误差，可以采用顺序时钟控制的 方法，如图4 3 所示，开关c 0 、c 1 、c 2 顺序断开，c 0 最早，c 2 最晚。当c o 转 为低电平时，放大器a 0 脱离消除模式，而a 1 和a 2 仍处于消除模式，则由c 0 所控制开关的电荷注入失配造成的o f f s e t 被a 1 放大并保存在a 1 输出端的电容 上，相当于a 1 作为o o s 级将o f f s e t 消除。这样依次断开可以将除c 2 开关外的 所有开关的电荷注入失配都消除掉。 在设计多级比较器时需要考虑的是各个时钟下降沿之间的延迟要足够长来 满足o f f s e t 电压在后面电容中的存储的时间，另外需要注意的是当每级离开消 除模式时电荷注入和时钟馈通所引入的误差电压，如果这个电压与一级增益的 乘积很大，则可能使放大器脱离有源区。 3 6 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 综合以上对几种o f f s e t 消除方法的比较，在本设计中采用的是多级输出 o f f s e t 存储的方法。根据比较器1 2 位的精度要求，输入o f f s e t 电压要小于 0 5 l s b ( 约为3 0 0 u v ) ，因为经过输出o f f s e t 消除后最终剩余的主要是l a t c h 的 o f f s e t 除以几级前置放大的增益的乘积，而l a t c h 的o f f s e t 一般较大( 可能达 到几百毫伏) ，所以这里采用的是三级前置放大的结构( 如图4 3 所示) 。每级前 置放大的开环增益约为1 0 倍左右，则三级级联的总增益约为1 0 0 0 ，与输入能允 许的最大o f f s e t 电压3 0 0 u v 相乘，得到最大能允许的l a t c h 输入o f f s e t 电压 约为3 0 0 m y 。 另外从速度方面考虑，要求在2 m 时钟的半个周期内建立到能够分辨的精度， 即要在2 5 0 n s ( 相临开关控制信号时钟下降沿之间的延迟) 内使o f f s e t 稳定正确 的保存在后面的电容上。首先我们知道当t = 9t 时可以达到1 3 位精度，这里的 t 为r c 时间常数。我们取 t = l ot ，则： r = r c ；1 2 5 0 r n s = 2 5 n s 4 - 1 - 6 ) 1 0 。 这里我们将各级耦合电容值都取为3 0 0 f f ，这是因为前一级放大的输出到后一级 放大的输入通过电容来耦合，就会产生c ( c + c p ) 倍的衰减，c 为耦合电容值， c d 为后一级的输入寄生电容，为了尽量降低这种衰减的效果，避免造成整体放 大倍数不足的问题，耦合电容值不可以太小，而过大又会影响本级放大器的带 宽，因此这里取为3 0 0 f f 。则可以计算出电阻r 要小于8 3 3 kq 。这个r 中包含 开关导通电阻r 伽和前级放大器输出阻抗民的串联。为了尽量减小电荷注入的 影响，开关的尺寸取的较小，当取最小尺寸0 3 5 u 0 3 5 u 时，导通电阻大约为8 k q ，则要小于7 5 kq 。 根据单级放大器的一3 扭带宽等于i 未了，将g 近似取为3 0 0 f f ，则计算出一如 厶l a o i - - 1 带宽应近似大于7 m h z 。 对于单个前置放大器来说，必须满足增益在1 0 倍左右，捌b 带宽7 m h z ， 输入o f f s e t 小于5 0 m v ，输入寄生电容不能过大，输出共模电压要尽量保持在电 源电压的中间( 避免保存o f f s e t 时在某一方向上饱和) 。 前置放大器噪声的考虑：如果是一个理想a d c ，除了量化噪声外不包含其 他非理想性，则理想信噪比为： 勋识= 6 0 2 + 1 7 6 = 7 4 招 ( 4 1 - 7 ) 假设我们的设计目标为7 0 d b ，则根据式( 4 1 - 8 ) ： y k = 竺= 2 7 9 5 5 u v “- 1 8 2 4 5 。“x 1 0 7 0 7 2 0 、 这其中既包含电路噪声，又包含量化噪声，因此要将量化噪声堡1 2 刨除， 3 7 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 乒亘1 2 翊九y 这一噪声值中包含k t c 噪声和比较器噪声( 主要是第一级前置放大噪声) ， 由于总采样电容比较大，则主要的噪声成分就是前置放大噪声。 根据以上这些要求，决定采用单级结构实现每个前置放大器。 图4 - 4 ( a ) 简单差分对( b ) 使用电流源增大增益 如图4 - 4 ( a ) 所示的简单差分对结构，增益为4 t g 祀g 。m ，对于合理的器 件尺寸通常被限制在1 0 以下，它是很适合于o o s 结构的，但需要对其增益进一 步的提高。可以按照图4 4 ( b ) 的方法对负载电路进行改进，电流源i l 和1 2 提 供流过m 1 、m 2 电流中的主要部分，因为m 3 和m 4 中的电流减小了，跨导g 。m 相 应减小，实现了增大增益的目的。在实际设计中电流1 1 和1 2 只能分别占尾电 流i 。的很小比例，比较安全的选择是： 一厶。0 7 5 ( 0 5 k ) ( 4 1 - 1 0 ) 目的是防止由于失配或其他误差出现时，m 3 和m 4 中的电流过小，造成工作状态 不正常。 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 实际设计中所采用的电路如下图所示： a d v b l 图4 - 5 前置放大器电路图 其中分担电流与负载电流比大约为5 ：3 ，偏置电路采用的是与电源电压无关 的偏置。 图4 6 与电源电压无关的偏置电路图 3 9 1 2b i t1 2 5 k s s 自校准s a ra d c 对前置放大器的仿真结果如下表所示： 温 耦合差分增 尾电偏置主极输出输入最 电源从0 c o r n e rv d d 流电流点 共模大开始启 度电容益 ( u a )( u a )( m h z ) 电压 o f f s e t 动时间 t n t p 3 2 73 3 v3 0 0 f f1 1 4 2 4 23 8 5 93 7 6 4 8 3 9 31 3 6 47 8 m v2 u s s n s p 3 8 53 v3 0 0 f f1 2 0 3 3 44 0 3 53 4 5 47 1 2 91 6 0 78 0 m v 2 2 6 u s s n s p 3 - 4 53 v 3 0 0 f f1 0 2 9 22 8 6 73 0 3 l8 6 5 61 2 9 66 0 m v1 9 9 u s s n s p 3 4 53 6 v3 0 0 f f1 0 3 7 23 4 0 73 7 7 9 9 4 7 21 3 5 46 5 m v7 8 u s s n s p 3 8 53 6 v3 0 0 f f1 2 1 5 5 64 5 9 94 1 9 27 6 1 21 6 8 29 0 m v 1 6 7 u s f n f p 3 8 53 v3 0 0 f f1 2 1 0 0 44 0 9 2 3 6 8 47 8 0 31 3 1 98 0 m y1 u s f n f p 3 - 4 53 v3 0 0 f f1 0 4 5 9 93 0 4 43 3 0 3 9 6 4 91 0 65 5 m y5 u s f n f p 3 - 4 53 6 v3 0 0 f f1 0 5 4 6 4 3 5 54 0 4 21 0 4 61 1 0 86 0 m v 3 u s f n f p 3 8 53 6 v3 0 0 f f1 2 2 3 9 84 6 2 24 4 1 7 8 2 9 51 3 8 39 0 m yl u s 从以上的数据可以看出在各个不同的工艺、电源电压及温度条件下， 都可以满足设计要求。同时使用h s p i c e 对该放大器的噪声性能进行仿真， 如下结果： 性能 得到 木术半术t o t a lo u t p u tn o i s ev o l t a g e = 7 4 6 1 3 8 2 uv o l