（微电子学与固体电子学专业论文）a+10bit+30msps+pipelined+adc.pdf

提要 a d 转换器是现代通信系统中的重要电路模块之一。在各种a d 转 换器中，s a ra d c 虽然具有功耗低的优点，但是它的速度很慢，通 常用于便携式设备中；s i g m a d e l t a a d c 可以实现1 6 b i t s 以上的精度， 但是通常应用在音频领域，而且由于抽取滤波器的存在，使得高速高 精度s i g m a - d e l t aa d c 的面积和功耗也非常大；f l a s ha d c 的速度虽 然很快，但是无法做到高精度( 大于8 b i t s ) 。与其他a d c 相比， p i p e l i n e da d c 同时具有速度快、精度高、功耗低的优点，因此在视 频领域得到了十分广泛的应用。 本文设计并实现了一个10b i t s3 0 m s p sp i p e l i n e da d c 。该a d c 使用2 5 v 单电源供电，采用全差分结构，其量化范围为一l v + i v ， 功耗2 5 0 m w 。测试结果表明，该a d c 在2 0 m 采样速率下达到了9 b i t s 的精度。 关键字：p i p e l i n e d a d c ， 数字纠错，全差分放大器，比较器 a b s t r a c t a dc o n v e r t e ri so n eo ft h em o s ti m p o r t a n tb u i l d i n gb l o c k si nm o d e m c o m m u n i c a t i o ns y s t e m s i na l lk i n d so fa d c s ，a l t h o u g hs a ra d c ， w h i c hi su s u a l l yu s e di np o r t a b l ed e v i c e ，h a st h ea d v a n t a g eo f l o wp o w e r c o n s u m p t i o n ，i t ss p e e d i s v e r ys l o w ；f o rr e s o l u t i o na b o v e 16b i t s ， s i g m a d e l t aa d ci sag o o dc h o i c e ，h o w e v e r ，t h e i ra p p l i c a t i o n sa r eo f t e n l i m i t e di na u d i of r e q u e n c y w h a t sm o r e ，t h ea r e a a n dt h e p o w e r c o n s u m p t i o nw i l l b ev e r yl a r g ef o r t h eh i g h - s p e e dh i g hr e s o l u t i o n a p p l i c a t i o n sb e c a u s eo f t h e e x i s t e n c eo ft h ed i g i t a ld e c i m a t i o nf i l t e r ；t h e s p e e do ff l a s ha d cc a nb ev e r yf a s t ，b u ti t i sn o ts u i t a b l ef o rr e s o l u t i o n m o r et h a n8b i t s c o m p a r i n gw i t ho t h e ra d c ，p i p e l i n e da d ch a st h e a d v a n t a g eo fb o t hh i | g hs p e e da n dh i g hr e s o l u t i o n s o ，i ti sw i d e l yu s e di n v i d e of r e q u e n c y i nt h i sp a p e r , aio b i t s3 0 m s p sp i p e l i n e da d ci sd e s i g n e da n d r e a l i z e d t h i sa d cu t i l i z e sf u l l yd i f f e r e n t i a ls t r u c t u r ea n d2 5 vs i n g l e s u p p l yv o l t a g e i t sf u l ls a l er a n g ei s i v i va n dp o w e rc o n s u m p t i o ni s 2 5 0 m w t h et e s t i n gr e s u l ts h o w st h a t ，t h er e s o l u t i o ni s9 b i t sf o rt h e 2 0 m h zs a m p l i n gf r e q u e n c y k e ww o r d s ：p i p e l i n e da d c ，r e d u n d a n c yd i g i t a lc o r r e c t i o n ，r s d ，f u l l y d i f f e r e n t i a la m p l i f i e r ，c o m p a m t o r 第一章序言 近年来，d s p 技术飞速发展，使得人们对数字信号的处理方法不断增多、处理能力大大 增强。因此，在很多情况下对信号以数字的形式进行处理会更加方便，快捷。然而，自然界 中的信号绝大多数是以模拟的形式存在的，为了充分发挥d s p 技术的优越性，往往需要将模 拟信号转化成数字信号来处理，这就必然要用到模数转换器a d c 。 采用数字信号处理的方法对模拟信号进行处理主要有以下四种好处：第一，处理过程的 精度会更高，这在信号处理中是一个非常重要的因素：第二，数字信号更加容易存储，而且 数据不易丢失，耐久性好，因此信号失真小，并且数据具有可传输性：第三，数字信号处理 有更强的处理能力，其中包括很多复杂的算法，可以处理相当复杂的信号，这些是对模拟信 号直接进行处理无法做到的：第四，以数字形式对信号进行处理的系统往往功耗会更小、成 本会更低。 然而，以数字的形式对信号进行处理也有它的局限性，因为要想加快整个系统的处理速 度，提高其处理精度，必然需要一个高速、高精度的a d c ，这种a d c 不仅实现起来困难，而 且功耗大。 在高端视频信号处理系统和高性能数字通讯系统中均用到了采样速率i o o m s s 左右，动 态范围近6 0 d b 的a d c 。例如，在传统的电视系统中需要一个转换精度达到8 b i t s , 采样速率 在2 0 5 , t l i z 左右的a d c ；而在新近推出的高清晰数字电视系统中需要一个转换精度达到l o b i t s 、 采样速率为5 0 m h z 7 5 m h z 的a d c 。可见，为了满足上述众多需求，研究高速、高精度a d c 的工作具有十分重要的意义，尤其是用标准c m o s 工艺实现的高速、高精度a d c 。 本项工作就是应市场需求，对p i p e l n e da d c 的原理、结构及实现进行了详细研究，并 且用0 2 5 u r n c m o s 工艺，设计了一个采样速率为3 0 m l l z 、转换精度为l o b i t s 的p i p e l i n e d a d c 本论文在结构上按如下方式进行安排： 第二章介绍a d c 的几种主要类型，包括f l a s ha d c 、i i p e i i n e da d c 、s a ra d c 和 s i g m ad e l t aa d c ，并对它们各自的特点、结构及局限性做简单的分析比较； 第三章主要介绍p i p e li n e da d c 的原理和结构，分析影响p i p e l i n e da o c 性能的主要因 素，并根据分析结果详细介绍选定什么结构的p i p e l i n e da d c 具有更快的速度、更低的功耗， 以及如何确定这种a d c 的整体参数： 第四章详细分析采样保持和乘二电路的原理和结构，其中包括对几种采样保持电路的比 较和对各种开关结构的具体分析比较，还分析了放大器非理想效应对乘二电路性能的影响。 第五章主要是关于比较器的原理、结构及电路实现，同样包括各种比较器的原理、结构 的分析比较。 第六章详细介绍数字纠错的原理和实现。 第七章介绍a d c 的性能参数及测试方法。 第八章介绍设计的p i p e l i n e da o c 的整体电路，并给出测试结果。 第九章为总结及致谢。 第二章几种常用类型的a d c 比较常用的模数转换器有f l a s ha d c 、p i p e l i n e da d c 、s u c c e s s i v ea p p r o x i m a t i o na d c ( s a r a d c ) 和s i g m ad e l t a a d c 四种。其中前三种a d c 属于以奈奎斯特频率进行采样的a d c ， 而s i v ad e l t aa d c 是过采样a d c 。 通常，我们用转换速率和转换精度来初步衡量a m 的性能。a d c 转换速率的快馒主要取 决于所有比较器完成比较用的时问，转换精度基本由a d c 的类型、结构限定，不同类型、不 同结构的a d c 可以达到不同的转换精度。在这四种a d c 中，s i g m ad e l t a a d c 凭着过采样技 术的固有优势，可以很好地克服非理想因素的影响，得到最高的转换精度。但是，这种高转 换精度是以牺牲速度为代价的。当信号频率高于1 m i t z 时，用s i g m ad e l t aa d c 就相当浪费 了。因此，s i g m ad e l t aa d c 适用于低频、高精度的需要；f l a s ha d c 只需要一个时钟周期 就可以完成所有比较器的比较因此它的转换速率最快。但是，随着转换精度的提高，f l a s h a i e 结构的复杂程度成指数上涨，会引进众多非理想因素，因此转换精度不宣做得太高；s a r a i e 的转换速率比较慢，因为每一个时钟周期只能完成一个比较器的比较，也就是说，每个 时钟周期只能产生l b i t 数据，因此，转换速率随着转换精度的升高而降低。但是，这种s a r a d c 的结构相对简单，不需要随着转换精度的改变而改变，转换精度可以做得比较高，而且 功耗小：p i p e l i n e da d c 是介于f l a s ha d c 和s a ra d c 之间的一种a d c ，它综合了f l a s ha d c 高速的优点和s a r a i ) c 结构简单的优点，可以在一个时钟周 弭内完成所有比较器的比较，而 且转换精度不受结构复杂度限制。但是，p i p e li n e da d c 和f l a s ha d c 相比，在开始工作时 需要一定的建立时间。因此，p i p e li n e da d c 的转换精度可以做得比f l a s ha d c 高，转换速 率可以做得比s a ra d c 高。 下面是关于这四种a d c 的转换速率和转换精度的简单框图，见图( 2 1 ) r e s h l l i o n ( b i t 磅 s a r a l er a t e ( s a m p l e sp e rs e c o n d ) 图2 1 四种a d c 适用的不同精度与速度 4 可见，虽然f l a s h a d c 的转换速度最快，但是它的转换精度最低：而s i g m ad e l t a a d c 的转换精度最高，转换速度却最慢：只有p i p e l i n e da d c 的转换速度和转换精度均比较高。 2 1f l a s ha d c 1 i f l a s ha d c 主要由采样保持电路和比较器组成，下面以3 b i t sf l a s ha o c 为例介绍它的 原理和结构。 如图2 2 所示是个3 h i t sf i a s ha d c ，其中包括一个采样保持电路、7 个比较器和一 个由8 个电阻构成的电阻串。电阻串用来产生比较器的参考电压。 它的具体工作过程如下：首先，输入信号经过采样保持电路进行采样：然后采样保持的 结果被送到各个比较器的输入端，和该比较器的参考电压做比较，得到7 个温标码：最后把 这些温标码转化成二进制代码。例如，f l a s ha o c 的输入范围是0 5 v + o 5 v ，8 个阻值相 同的电阻构成一个电阻串产生7 个参考电压，它们分别为0 3 7 5 v 、0 2 5 0 v 、0 1 2 5 v 、 0 0 0 0 v 、0 1 2 5 v 、0 2 5 0 v 和0 3 7 5 v 。假设采样保持电路输出0 1 4 0 m y 的信号，因为0 1 4 0 m y 大于0 1 2 5 m v ，小于0 2 5 0 m y ，所以，参考电压小于等于0 1 2 5 1 a v 的比较器均输出1 ，其他 比较器输出0 。因此，温标码中共有5 个1 、2 个0 ，故得到的二进制代码为1 0 1 。 囤2 23b i t sf l a s ha d 转换器结构框图 可见，f l a s ha d c 每完成一次模数转换仅需要一个时钟周期，转换速度很高。但是这 种结构的a d c 需要比较器的数目太多，nb i t s 的f l a s ha d c 需要2 “1 个比较器，因此电路 结构比较复杂，功耗也相对较大。并且随着转换精度的提高，电路的复杂程度和功耗都会明 显增加。例如，8 b i t s 的f l a s ha d c 需要2 5 5 个比较器，而l o b i t s 的f l a s ha d c 需要1 0 2 3 个比较器。电路复杂度的增大必然会引进众多非理想因素，这会给设计带来很多困难。另外， f l a s hh 1 ) c 仅仅依靠比较器来完成模数转换。因此对比较器的精度有很高的要求，返不仅包 括比较器的分辨率，还包括工艺引进的比较器的o f f s e t ，其中o f f s e t 的消除比较嘲难。而 且随着f l a s ha d c 转换精度的提高，对比较器的o f f s e t 的要求也越来越严格。l o b i t sf l a s h a d c 中比较器的o f f s e t 必须小于8 b i t sf l a s ha d cr l 比较器的o f f s e t 的t 4 。因此，f l a s h a d c 的转换精度很难做得太高。 在这里，输入端的采样保持电路用于提高f l a s ha d c 的性能。如果没有这个采样保持电 路，输入信号必须同时驱动多个比较器。由于输入端到各个比较器的路径不同，而且比较器 的数目比较多，输入信号不可能恰好在同一时刻抵达各个比较器，因此比较结果会出现不匹 配的错误。这 十错误在输入信号频率越高、转换精度越高的时候表现得越明显。加上采样保 持电路后，可以有效地消除上述路径不匹配错误。但是，这必然会大大增加f l a s h a d c 功耗， 因为采样保持电路要驱动所有比较器，而一个nb i t s 的f l a s hh 1 ) c 需要2 “1 个比较器，因 此比较器输入端的寄生电容将会相当大，采样保持电路的功耗必然会很大。 综上所述，f l a s ha d c 通常用来实现高转换速度( 大于等于i o o m i t z ) 、低转换精度( 低 于或等于6 h i t s ) 的a d c 。 2 2p i p e l i n e da d c p i p e l i n e da d c 由多级组成，是各级单独完成粗量化，整体共同实现细量化的a d c 。其 结构如图2 3 所示。 图2 3p i p e l i n e da o c 原理框图 可见，图2 3 所示的p i p e l i n e da d c 共有m 级，每级量化出b + lb i t s ，经过数字纠错 后得到nb i t s 量化结果。该p i p e l i n e da d c 各级均由一个采样保持电路、一个粗量化f l a s h a o c 、一个d a c 、个加减电路和一个级间放大电路构成。 这里m 的值由n 和b 共同来确定：m = r 、f b ，其中n 是整个a d c 的转换精度，b 是每一级 的转换精度。由于每一级量化出b + ib i t s ，而该级的量化精度只有bb i t s ，因此每级的量 化结果多出1 b i t ，它用于数字纠错。当然，p i p e l i n e d a d c 各级的量化精度可以不一样，那 么整个a d c 的量化精度就是所有级的量化精度的和。 其具体工作过程如下：首先，各级的采样保持电路对前一级的输出信号进行采样：然后 每级内部的粗量化f l a s ha d c 把采样结果量化成b + lb i t s 的数字信号：再从采样得到的信 6 号中减去该级已经量化掉的部分，并将剩余信号经过级间放大后输出给下一级，作为下一级 的采样保持电路的输入信号；最后由数字纠错电路对各级输出的数字信号进行处理，从而完 成模拟到数字的转换。 可见。由于每一级都有采样保持电跆，当p i p e l i n e d a d c 的下一级处理前一个信号的时 候，前一级已经可以对下一个信号进行处理了。在经过一定的建立时间以后，p i p e i n e d a d c 可以每一个时钟周期就完成一次完整的模数转换。因此，p i p e l i n e d a d c 可以达到较高的转 换速率。 在p i p e l i n e da d c 中，每一级只需要2 2 个比较器。因此，整个nb i t s 的a d c 总共 才需要j f 幸( 2 2 ) 个比较器。这和相同转换精度的f l a s ha d o 所需的比较器数目相比要少 得多。并且，由于p i p e l i n e d a d o 在结构上加入了级问放大和数字纠错，每一级内部的f l a s h a d o 只有b + ib i t s ，大大降低了对比较器的要求。使p i p e l i n e da d c 达到较高的转换精度成 为可能。 此外，p i p e l i n e da d c 对各级的级问放大电路和每一级中的d a c 的精度要求不同，而是 随着级数的落后要求不断降低。例如，对于一个l o b i t s 的p i p e l i n e da d c ，如果每一级的 量化精度为l b i t ，那么第一级需要满足l o b i t s 的精度，而以后各级精度要求逐次降低l b i t 第二级要求满足9 b i t s ，第三级要求满足8 b i t s 。由此可见，对于第一级和第二级的级 间放大电路和第一级的d a c ，它们的作用是为第二级产生输入信号，因此其精度由第二级精 度决定，不能低于9 b i t s 。同样道理，第二级和第三级之间的放大电路和第二级的d a c 只要 达到8 b i t s 的精度就可以了。由于精度要求的逐级降低，在设计p i p e l i n e da d c 的时候，他 们的功耗可以逐渐降低。从而降低整个p i p e l i n e da d o 的功耗。同时，还可以通过缩小后面 几级的采样电容，减小采样保持电路的功耗来降低a d o 的功耗。 综上所述，p i p e l i n e da d c 可以同时实现较高的转换精度和较快的转换速率。通常它的 转换精度在l o b i t s 左右，转换速率为几十兆，甚至可以达到上百兆。目前，p i p e l i n e d a d c 的精度最高做到了1 5 b i t s ，采样速率最高可达2 0 0 埘t z 。在视频领域中占有极其重要的地位。 2 3s a ra d c 2 i s a ra d o 在结构上很简单，由一个采样保持电路、一个比较器、一个d a c 和一个s a r 控 制逻辑构成。在模数转换过程中，首先采样保持电路对输入信号进行采样；再将采样结果和 d a c 的输出作比较，其中d a c 的输出一个受比较器的输出通过s a r 控制逻辑控制的量；最后 比较器的输出再返回来控制d a c 的输出。每完成一次比较，s a ra d c 由高到低输出一位数字 量。其电路结构如图2 4 ( a ) 所示。 v r e t 图2 4s a ra d c 原理框图 下面以4 b i t ss a ra d c 为例具体介绍s a ra d o 的量化过程。如图2 4 ( b ) 所示，设输 入信号v i n 在9 v r e f 1 6 和5 v r e f 8 之间。首先。对输入信号进行采样并且对s a r a d o 复位： 然后将采样结果即输入信号和v r e f 2 比较，因为y i n y r e f 2 ，比较器输出l ，也就是说此 次模数转换的最高位为l ：由于比较器输出为i ，通过s a r 近 团来控制1 ) a c 输出3 v 1e f 4 ( 如 果比较器输出为o ，刚d a c 输出v r e f 4 ) ，输入信号再和3 v 】1 e l 4 比较，因为v i c k3 v r e f 4 比较器输出0 ，因此次高位为0 ：则输入信号再和5 v r e f 8 比较，因为v i n 9 v r e f 1 6 ， 比较器输出为1 ，最后一位为1 。因此v i n 的模数转换结果是l o o l 。可见，一个n1 ) i t s 的 s a ra d c 至少需要n + 1 个时钟周期才能完成次采样信号的模数转换，其中一个时钟周期用 于采样和复位。因此，它的转换速率比较低。 由于s a r a d c 的电路结构简单，其转换精度主要取决于内部d a c 和比较器的精度，因此 可以做到较高的精度，一般为1 2 1 6 b i t s 。而且它的功耗相对较低，主要用于便携式系统 中。 2 4s i g m a - d e l t aa d c 3 i s i v a1 ) e l t aa d c 是种过采样模数转换器。它的原理框图如图2 5 所示，由减法器、 积分器、量化器、o a 转换器和数字抽取滤波器组成。其中减法器、积分器、量化器和1 ) a 转换器组成了一个反馈环路，使得积分器的输入趋近于零，这样1 ) a 转换器的输出将逼近输 入信号，因此输出的数字信号也就逼近输入信号，从而完成了次模数转换。在这里，环路 内的采样频率为0 r s ，其中l ? s 为奈垒斯特采样频率，d 为过朵样倍数，通常远大1 ii 。 图2 5s i g = ad e t aa d c 原理框图 下面简单介绍一下s i g m ad e lt aa d c 的工作过程。假设输入信号为常数0 8 v ，全标度 电压为l v ；1 ) a 转换器精度为i b i t ，当输入数字信号为l 时，输出的模拟信号为l v ，输入 的数字信号为0 时，输出的模拟信号为1 v ，并且设积分器和d a 转换器的起始输出为零。 第一个取样使减法器输出0 ，8 v ，在积分器输出处也产生0 8 v ，因为o 8 0 ，比较器输出1 故d a 转换器输出1 v 。第二个取样使减法器产生的值为o 2 v ，它使积分器的输出变为0 6 v ， 因为0 6 0 ，比较器仍输出l ，d 转换器输出l v 。同样道理。第三个取样使减法器又产生 0 2 v ，引起积分器输出变为o 4 v 。当进行到第五个取样时，积分器的输出为0 v ，比较器输 出0 ，i ) a 转换器输出l v 。第六个取样使减法器输出1 8 v ，在积分器输出处也产生1 8 v ， 因l 8 0 ，比较器输出1 ，故d a 转换器又输出1 v 。如此工作下去，当进行到第十五个取样 时，积分器的输出又o v ，比较器输出0 ，d a 转换器输出l v ，与第五个取样时情况相同。 可见，在上例中，每经过l o 个时钟周期积分器输出一次零，然后就重复这一循环，如图2 6 中两条横线闯的情况。显然，在这个周期上输出的平均值等于输入信号值。因此。只要采样 频率足够高，即使使用i b i t 量化器也可以便输出的数字信号足够精确地逼近模拟信号。比 较器输出的高比特数据流经过数字抽取滤波器处理以后，就彻底完成了模拟到数字的转换。 取样澈 2 3 4 减法器：i i i 出 08 v - 32 y - 02 y 02 v 积分器 i ；出 口8 v 06 v 0 4 y 口2 v 比较器】| i 0 出 i l i 5 5 7 8 9 1 0 1 1 1 2 1 3 1 4 - 02 v i8 v - t 32 v - 3 2 y 一02 v - 32 v - 0 2 y - 02 0 - 0 2 y - 0 2 v 叶 18 v l6 v 14 y 12 v l v 0 8 v 08 v 0 v 02 v 图2 6s i g m ad e l t aa d c 转换过程图 经过对a d 转换器量化噪声的分析可知，量化噪声具有白噪声特性，均匀分布在0 1 2 采样频率的频带内，而且量化噪声的总能量只与量化级幅度有关，也就是只和两个量化电平 之间的间隔有关。那么，如果量化级幅度相同，采样频率越高，噪声的功率谱密度就越低， 而有用信号的功率谱密度不随采样频率变化，因此提高采样频率可以提高信噪比。s i g m a d e l t aa d c 正是在这一理论的指导下运用过采样技术来提高其转换精度的。同时，在s i g m a d e l t aa d c 中还对噪声进行整形，改变量化噪声功率谱的形状，使得在有用信号带宽范围内 量化噪声能量进一步降低，从而提高系统的信噪比，增加a d c 的转换精度。正是应用了上述 技术，s i g m ad e l t aa d c 可以达到其它类型a d c 无法比拟的转换精度，目前，最高的转换精 度已经达到2 4 b i t s 。 但是，由于s i g m ad e l t a a d c 需要很高的过采样速率当输入信号的频率本身就很高时， s i g m ad e l t aa d c 就无法对其进行处理了，它所能处理的信号一股在兆以下。因此，s i g m a d e l t aa d c 主要用于低速高精度场合，在音频领域有着不可替代的地位。 【参考文献】 【1 p i p e l i n e d a d c 总揽 【2 w a i - k a ic h e n ，“t h ev l s ih a n d b o o k , 5 4c h a p t e r ，n y q u i s t - r a t ea d ca n dd a c ”，c r cp r e s s l l c ，2 0 0 0 【3 】董再望，杨明杰，“模拟电路技术资料汇编” 出输赛 撒浆采 吖 第三章p i p e l i n e da d c 的原理和结构 在上一章，我们对几种常用的a d c 分别做了简单的介绍。可以看出，p i l ) e l i n e da d c 在 速度和精度两方面部有较深的发展涤力。这章将进一步洋细介绍p i p e i i n e d a d c 的原理和 结构。 3 1p i p e l i n e da d c 的原理 图3 1 是一种典型结构的p i p e l i n e da d c 的原理框图。如图所示，该p i p e l i n e da d c 由n 级级连构成，每一级都要完成s h 、b + i 比特的粗量化、d a 转换、减法和级间放大等 工作，最后把各级的粗量化结果组合起来，就得到了该p i p e | i n e da d c 的量化结果。 t 玛 图3 1 典型结构的p i p e l i n e da d c 原理框图 下面简单介绍一下各部分电路的实现方法。如图3 1 所示，各级的粗量化主要是需要一 些比较器，将输入信号和参考电压进行比较，得到的输出结果就是粗量化的结果，它由低位 f l a s ha d c 来实现；d a c 主要是产生一些精确的基准电压，根据前面粗量化结果的不同，对 参考电压进行选择，作为d a c 的输出；剩下的s a 、减法以及对剩余信号的级间放大均通过 一个s c 电路来完成。 如图3 1 所示，当系统开始工作时，每一级的s c 电路首先对输入信号进行采样，同时 f l a s h a d c 对信号做b + i b i t s 的量化：然后把采样电容g ( = ( 2 81 ) 幸c ) 接在输入信号上的极板 转接在v 。上，反馈电容g 的该极板转接在放大器的输出v 。上，来完成减法和对剩余信号的 放大，同时将放大后的信号传给下级，进行进一步细量化：最后，把各级量化的结果合并 起来，经过数字纠错后，就得到了输入信号的精确量化，也就是该p i p e l i n e d a d c 的整体量 化结果。 在p i p e l i n e da d c 中，每一级都有s h 电路，因此各级可以同时对自己采样得到的信号 进行量化，整个a d c 的吞吐速率可以达到采样时钟的速率。 由于p i p e l i n e d a d c 中有数字纠错电路，系统允许粗量化在一定的范围内出现量化错误， 因此，大大降低了对比较器精度的要求。但是级问放大和d a c 的精度必须达到整个p i p e l i n e d a d c 的精度要求，故p i p e l i n e da d c 的技术关键就集中在由s c 电路实现的级问放大和r a c 上。 3 2p i p e l i n e da d c 中的关键模块 3 2 1 s c 电路部分 s c 电路部分是p i p e l i n e da d c 中最关键的模块，它同时实现了采样保持、加减、级问 放大等众多功能，而且是p i p e li n e da d c 中精度要求最高的模块，它决定了整个a d c 的精度 和速度。 兰幽卜 卜叭。0 十黔 ，+ 。 | | 委 5 i i ”岔 - i s 3 - 一 s 4 ： l 图3 2 一种常用的s c 电路 图3 2 是一种常用的s c 电路，它由运放、电容和开关s 1 、s 2 、s 3 、s 4 三部分构成，其 中开关由两相不重叠时钟( 中i 、巾2 ) 控制。当时钟中1 相为高电平时，开关的状态如图3 2 所示。此时，采样电容c s 和反馈电容g 同时接在输入信号v i n 上，对输入信号进行跟踪； 当时钟巾2 相变为高电平的一瞬间，开关s l 断开v i n 端转接在运放的r o u t 上，s 2 断开 v i n 端，转为接地，s 3 、s 4 断开。此时，s c 电路完成了采样保持、加减和级间放大，v o u t 输出的稳定电压就是该级输出给下一级的结果。 rr 、 ，2 1 1 + 封 ( 公式31 ) 适当选择采样电容g 和反馈电容0 的比例，就可以得到所需的放大倍数。 如果时钟巾2 相变为高电平时，开关s 2 不是转为接地，而是接在某个电压v 。上，那么 s c 电路的输出将是： u 。，5 根据需要选择合适的 v 。) 就实现了所需的减法。 ( 公式32 ) 鱼。馆 自 ， 、v 下面重点分析一下影响s c 电路速度和精度的主要因素。 1 影响s c 电路速度的主要因素 在s c 电路中，影响其速度的有两个方面：第一，对于大信号的响应速度，这要求s c 电路有大的电流：第二，对于小信号的响应速度，这要求s c 电路有大的带宽。 如( 公式33 ) 所示( 假设运放是单级的) 影响s c 电路带宽的因素主要有：放大器的 跨导g - 、s c 电路的反馈系数f 、和s c 电路输出端的负载电容c ：。 曰：上：旦厂 t c 图3 2 所示的s c 电路的反馈系数是： 厂2 焘 ( 公式33 ) ( 公式34 ) 该s c 电路的输出端v 。带的负载电容是： c 扩掣尝掣d c i 小w - - l _ 2 k ( 公式3 5 ) o r 8 ，1 月 ，+ 一，o m zl t + l 其中c ，是第i 级的采样、反馈电容的最小单元电容值；巴。是s c 中运算放大器的输入 电容；c c 。是各级内部f l a s ha d c 中比较器的输入电容。 在( 公式35 ) 中，右边第一项是第i 级对它本级的输出端k 。所带负载的贡献：第二 项是它的下一级的采样电容对第i 级的输出端k 。所带负载的贡献：第三项是它的下一级中 比较器的输入电容对第i 级的输出端v o 。所带负载的贡献。 综合公式33 、34 、35 ，如果降低各级的粗量化位数b ，不但可以增大s c 电路的反馈 系数f ，还可以减小s c 电路的输出端v 。带的负载电容，从而增大了s c 电路的带宽，提 高了整个p i p e l i n e da d c 的速度。因此，降低各级的粗量化位数是提高p i p e l i n e da i ) c 速度 的有效途径之一。 2 影响s c 电路精度的主要因素 影响s c 电路精度的因素主要有级问放大的误差、d a c 的误差和k t c 噪声。如表3 1 所 不。 表3 1 影响s c 电路的主要因素 p a r a t n e t o r sm i n i m u mr e q u i r e m e l l t o pa m l a d c 酆1 a 。f 2 n 。l j r r ) ! n s c t l l m gt i m e r ：l ，1 ：f s n i n l 2 ) l i t s s l i i l l 1 l gs t o g i ej kf c s l + o n s c i d a c ：l c c l j m c v ( t 1 ：。 n o i s e a i m f f 一：l - s b “+ h ：n 】 下面具体分析一下这几种因素对s c 电路精度造成的影响，并根据分析结果总结出怎样 才能避免这些影响。 a 级间放大的误差对s c 电路精度的影响 设p i p e l i n e da d c 的精度是nb i t s ，各级的粗量化精度为bb i t s ，信号输入范围是( v r ， + v r ) ，那么第一级和第二级的级间放大允许的误差范围是( v r 2 ”8 + v r 2 ”8 ) ，其中nb 是要求第二级达到的精度，也就是要求级间放大精度达到1 2 ”。 引起级间放大出现误差的原因主要有：运放的d c 增益不是无限大，运放的瞬态响应不 是无限快，和电容匹配不够精确。 s c 电路的传输函数可以表示为： v 。= g ( 矿。一v 。) g 2 ( 1 百) 巧1 ( 公式36 ) ( 公式37 ) 这里，公式右边第一项是s c 电路的增益；第二项是和运放瞬态响应相关的因子( 假设 运放是单级点) ，其中t 是s c 电路的时间常数：第三项是和运放d c 增益相关的因子。 那么，级间放大的误差可以表示为： 丝g ：盟g 鱼：井一( ，+ 鼽c h 一)2 。i r ，八1 c jl + 上 a f ( 公式38 ) ；【警一辫佰+ 寿 。， 其中 r 2 8 一-、 c = f g ，+ c ， 2 。 lj c f = c ，一c a c s ，= c 卸一c 为了保证p i p e l i n e da d c 的整体精度不受影响，级间放大的误差应该在( 公式31 0 ) 所示的范围内： l a g g i 2 ” ( 公式3i l ) ( 公式31 2 ) 在实际的设计电路过程中，为了避免工艺中不定因素对运放性能影响，使之不能满足系 统的要求，运放的d c 增益至少要设计为( 公式31 2 ) 中所得理论值的2 3 倍。 同理，运放的瞬态响应要在规定的时间内达到1 2 ”的精度。对于单极点系统，可以由 ( 公式31 3 ) 算出s c 电路所需的时问常数值： i n 【2 0 ) f t ，。 ( 公式31 3 ) 其中t 。是系统要求的建立时间，通常是半个时钟周期的2 3 ，即1 3 f s 。如果 p i p e l i n e d a d c 的精度是1 0 b i t s ，就要求6 9t t ：如果p i p e l i n e da d c 的精度是1 2 h i t s 就要求8 3t 。- 。 电容的匹配误差对级间放大的影响显而易见，要求匹配误差小于1 2 ”，具体推倒过程和 下面cd a c 的误差对s c 电路精度的影响一起讨论。 b d a c 的误差对s c 电路精度的影响 由( 公式36 ) 可知，v 。是s c 电路的传输函数中的一项，h 。精确与否会关系到s c 电 路的输出的精确性。因此，d a c 的误差会对s c 电路的精度造成影响。在p i p e l i n e da d c 中， d a c 有两种实现方式：用电容阵列实现的ci ) a c 和用电阻串实现的rd a c 。如果d a c 采用cd a c 结构，电容的匹配误差会影响到d a c 的精度：当然，如果d a c 采用ri ) a c ，电阻的匹配误差 也会影响到d a c 的精度。这里以cd a c 为例，说明s c 电路对电容匹配精度的要求。 假设运放是理想的，那么s c 电路的传输函数为： 2 t 12 - t c 。d ，c 。， 矿川= l + i _ 。矿。+ 7 f 一v 呵 ( 公式31 4 ) l ，l f 也就是： v 。，= g f g1 1 1 + 可j 矿，。+ l l 艺d ，c 。 万矿呵 g 。cf9 ( 公式31 5 ) ”g ， ，等 。+ _ 1 降卜 ( 卿 警悸i 眠= 吉陬丁a c s sh l 一 若p i p e l i n e da d c 的量化精度是nb i t s ，则要求a v r e f 小于1 l s b ，也就是v r e f 2 “ 因此电容匹配误差a c c 必须小于t 2 ”。 c k t c 噪声对s c 电路精度的影响 上述影响s c 电路精度的因素是相对确定的，而k t c 噪声是完全随机的。该噪声叠加在 运放的输出信号上，影响s c 电路的精度。为了避免k t c 噪声对s c 电路精度的影响，k t c 噪声应该远小于1 l s b 。若s c 电路的精度要求是nb i t s ，折合到第i 级的运放输入端的总的 k t c 噪声应该： 。 一 l ：f 4 h ! 、。悫 ，蝴 _ 二z 一 一i ；赡“。l 。”“ i “ 图3 4 每级1b i t 的p i p e l i n e da d c 功耗图 当各级粗量化位数是2 b i t s 时，该p i p e l i n e da d c 共有5 级，级间放大倍数是4 ，反馈 系数f 是1 4 ，此时运放的o d b 带宽g b = 4 b w 。 对于相同转换速率的p i p e l i n e da d c b w 是相同的，那么，各级2 b i t s 粗量化精度的 p i p e l i n e da d c 中运放的o d b 带宽是各级l b i t s 扭量化精度中运放的o d b 带宽的2 倍，各级 2 b i t s 粗量化精度的p i p e l i n e da d c 中运放的个数大约是各级l b i t s 粗量化精度中运放个数 的2 倍。而运放的o d b 带宽正比于差分对管儿尾电流1 1 的平方根，当o d b 带宽变为2 倍时， i i 将变为4 倍。对于简单的一级运放，1 1 几乎是运放的总电流，因此尽管各级2 b i t s 粗量 化精度的p i p e l i n e da d c 的级数少。它的功耗还是比相同性能的各级粗量化精度是i b i t 的 p i p e l i n e da o c 的功耗大。 裂缈鼍、。嘲，：絮 当然，上述情况只适用于运放的响应速度对其功耗的影响占主导地位的时候，而 p i p e l i n e da d c 一般都具有比较高的转换速率，因此只重点讨论了这种情况。 当p i p e l i n e da l e 的转换速率比较低时，对运放精度的要求( 主要是k t c 噪声) 成为 影自其功耗的主要因素，此时各级粗量化位数比较大的p i p e l i n e da l e 的功耗相对小一些， 而且随着a l e 精度的提高，这种情况也越发明显。如图3 4 、3 5 、3 6 所示。其中f s 是采 样速率，f t 是晶体管的特征频率。 图3 4 是各级粗量化精度为l b i t 的p i p e l i n e da l e 在精度分别是8 、1 0 、1 2 、1 4 h i t s 时，对其功耗的估算结果图。横坐标是采样频率晶体管特征频率，描述p i p e l i n e da l e 的 采样速率：纵坐标是整个a l e 的静态电流，描述p i p e l i n e da l e 的功耗。 由图3 4 可以看出，当a l e 的精度是8 和l o b i t s 时，在采样频率较低的情况下，a l e 的功耗没有任何变化，这是因为事先假定了一个功耗起始值，此时理论估算的a l e 的功耗还 没有超过这个起始值。但是，随着采样频率的升高，对级间运放的瞬态响应要求越来越高， 为了达到所需的建立时间，级间运放的带宽