（通信与信息系统专业论文）全数字接收机的研究.pdf

摘饕 摘要 随着微电子技术、计算机技术和数字信号处理技术的1 s 速发展，数字通信技术在现代通 信系统中已经占据了主导地位。调制解调技术也从模拟实现，向部分数字、全数字甚至软件 实现方向发展。全数字接收机应运而生。其解调用的本地参考载波和采样时钟都由独立振荡 器产生，无需调整；误差信号的提取、校正以及信号的判决都由数字信号处理器完成。 全数字接收机不像传统接收机那样将误差信号反馈到模拟前端进行控制，有效克服了采 用高效调制方式时锁相环设计带来的困难，极大地提高了接收机的稳定性和兼容性。由于没 有反馈控制，全数字接收机的算法显得比较复杂。选用高效、收敛速度快、易于用d s p 实现 的算法，已成为数字接收机设计的一个重要课题 本文对全数字接收机的几个关键技术进行了研究。主要包括：符号定时偏差的估计和校 正，信道均衡，载波频偏的估计和校正，以及具有智能接收特性的调制类型自动识别。 主要研究成果： 1 提出了一种高效的符号定时偏差和载波频偏盲估计算法，定时偏差和频偏估计快速 准确。 2 给出了一种内插滤波器的简化实现结构，计算量大大降低。 3 将载波的相移校正在信道均衡器中实现，省掉了专门的载波相移恢复单元。 4 对4 p a m 、q p s k 、b p s k 、1 6 q a m 等类型调制信号实现了自动识别和自动解调。 关键词：全数字接收机，符号同步，载波同步，调制类型识别，盲均衡 中国科学技术大学硕士毕业论文 a b s 廿a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to f m i c r o e l e c t r o n i c s 、c o m p u t e ra n d d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s i n g t e c h n o l o g y ，m o d e mm o d u l a t i o n d e m o d u l a t i o nt e c h n i q u e sc o m et r u ef r o ma n a l o g u et op a r td i g i t a l ， a l ld i g i t a la n de v e ns o f t w a r ei m p l e m e n t a t i o ns ot h a ta l ld i g i t a lr e c e i v e re m e r g ea st h et i m e s r e q u i r e l o c a lo s c i l l a t o rc a r d e ra n ds a m p l i n gc l o c kr u na tf i x e df r e q u e n c i e si na l l - d i g i t a lr e c e i v e r d s pe s t i m a t e sa n dr e v i s e st h ee r r o rs i g n a l si nc o n t r a s tt oc o n v e n t i o n a lr e c e i v e 5a l l d i g i t a l r e c e i v e rd o e sn o tr e q u i r et h ef e e d b a c ko f s i g n a l st ot h ea n a l o gp a r ta n do v e r c o m e sd i f f i c u l t i e si n p h a s el o c kl o o pd e s i g n n of e e d b a c ke n h a n c e ss t a b i l i t ya n dc o m p a t i b i l i t y ，s oc h o o s i n ga l g o r i t h m s i sam a i nt o p i co f a l l d i g i t a lr e c e i v e r ，w h i c hi se f f e c t i b l e ，f l e e t l yc o n v e r g e n ta n de a s yt or e a l i z e b y d s p 。 t h ep a p e ri n t r o d u c e ss e v e r a lk e yt e c h n o l o g i e si na l l d i g i t a lr e c e i v e r , i n c l u d i n ge s t i m a t i n g a n dr e v i s i n gt i m i n go f f s e t ，c a r d e rf r e q u e n c yo f f s e t ，b l i n de q u a l i z a t i o na n da u t o m a t i cm o d u l a t i o n i d e n t i f i c a t i o n s o m er e s u l t so f t h i sp a p e ri sa sf o l l o w s 1 a na l g o r i t h mi sp r e s e n t e df o r j o i me s t i m a t i o no f t i m i n gp h a s eo f f s e ta n dc a r r i e r f r e q u e n c yo f f s e t ，w h i c hi m p l e m e n t e dw i t hg r e a te f f i c i e n c ya n ds p e e d 2 a ne f f i c i e n tw a yt oi m p l e m e n tp o l y n o m i a li n t e r p o l a t i o nf i l t e r si sp r e s e n t e d 3 c a r r i e rp h a s er e c o v e r yi si m p l e m e n t e dd u r i n gt h ep r o c e s so f b l i n de q u a l i z a t i o n 4 f o u rt ) i p e so f m o d u l a t i o nm o d e sc a nb ec l a s s i f i e d ，i n c l u d i n g4 p a m ，q p s k ，b p s ka n d 1 6 q a m k e y w o r d s ：a l l - d i g i t a lr e c e i v e r , c a r r i e rs y n c h r o n i z a t i o n ，b l i n de q u a l i z a t i o n ， s y m b o ls y n c h r o n i z a t i o n ，a u t o m a t i cm o d u l a t i o ni d e n t i f i c a t i o n ， 中国科学技术大学硕士毕业论文2 第一章绪论 第1 章绪论 1 1 引言 随着微电子技术、计算机技术特别是d s p ( 数字信号处理) 器件的发展，全数字接收机 应运而生。它采用独立振荡于固定频率的高稳定度采样时钟和本振，对接收信号采样和解调。 载波相位误差和符号同步定时误差消除、信号判决等全部由采样后的数字信号处理器完成。 这种接收机不需要将信号反馈到模拟部分进行控制，大大简化了接收机的前端设计，能更快 地获得同步，提高了稳定性、兼容性。一经提出便受到j “泛关注。其具体实现已成为当今通 信领域的一个重要研究课题。 1 2 全数字接收机的特点 传统的数字接收机，采样前的各单元都用模拟器件实现。模拟解调单元体积大，形式复 杂，调试周期长，器件内部噪声大，易受环境影响，可靠性差。以q a m 接收机为例( 如图1 2 - 1 所示) ，采样器的位置决定了接收机的数字化程度不高，不能完全发挥数字通信的优势。因 此全数字接收机的研究越来越受到人们的重视。 图1 2 - 1 传统接收机框图 全数字接收机的载波同步和符号同步完全由数字信号处理器完成。图1 2 - 2 所示的是一 种开环结构的全数字接收机。 输入 图1 2 - 2 开环结构的全数字接收机框图 号 从图中可以看出全数字接收机与传统的接收机相比明显不同，采样器靠前，数字化程度 比传统按收机大大提高。最大的区别在载波恢复和符号定时恢复上。 1 载波恢复方面 全数字接收机将载波恢复分成“同频”与“同相”两步。采用一个高精度固定本振对中 频信号解调，并利用数字信号处理算法对a d 采样后的信号进行载波频偏和相移估计。根据 频偏和相移误差的估计值做相应补偿。传统的接收机则不然，通常采用锁相环( p l l ) 技术实 中国科学技术大学硕士毕业论文 第一章绪论 现载波同步，需要提取载波相位误差控制压控振荡器( v c o ) ，才能止确恢复载波。由于锁相 环环路滤波器参数的调整很麻烦，m 一0 a m 、m p s k 等高效调制方式对静态相差的要求x 很严， 随着m 的增加，锁相环的设计更加困难。 2 符号同步恢复方面。 与载波恢复相似，全数字接收机的符号定时利用高精度同定采样时钟，无需调整，用数 字信号处理算法对定时误差估计和校正。而传统接收机则是采用锁相环，电路调整、理论分 析都很复杂。 比较图1 2 一l 与圈1 2 2 可见，由丁载波同步与符号同步采用数字信号处理算法实现 全数字接收机具有以r 特点： ( 1 ) 整个接收机由一个基于d s p 芯片的数字信号处理系统实现，通用性强，集成度高， 便于维护和测试。 ( 2 ) 大部分的信号处理操作均由d s p 软件编程实现，便丁更新算法，灵活性强，适用于 多种传输速率，多种调制方式。 ( 3 ) 使用d s p 算法可以完成载波同步和符号定时同步的快速恢复，实现信号的最佳接收。 基于上述特点，全数字接收机一经提出，便得到了j 1 。泛的关注。 1 3 全数字接收机的发展概况 全数字接收机是2 0 世纪8 0 年代提出的，关键技术是载波恢复和符号定时恢复。其中载波 和符号定时同步恢复方式可分为反馈和前馈两类，相应全数字接收机也分为闭环和开环两 类。对于基于反馈( 闭环) 锁相环的补偿方式，由于反馈系统的稳定需要个调整过程，限 制了同步速度，1 i i 基于前馈( 开环) 的补偿方式同步速度快，更适合用于高速、实时、复杂的 应用场合，但要准确知道误差的大小，算法比较复杂。目前开环全数字接收机是研究的主要 方向。 对于全数字接收机的载波恢复和定时恢复问题。f r a n k sl e 提出了一种基于晟大似然参 数估计( 札) 的符号定时误差估计算法”，f r a n ka r j 等提出了种典型豹数字载波相位估计 算法。从此全数字接收机逐渐成为通信研究领域的热点。m o e r d e r 等利用数字滤波和平 方律检波的方法给出了一种时延误差的估计算法”1 ，该方法与载波相位无关，可再载波恢 复前进行。这些工作都是针对全数字接收机关键技术的一个方面进行的讨论，至此还没有出 现个真正意义上的结构完整的全数字接收机。直到o a s c h e i d ，等利用极大似然准则对接收 信号载波和时钟误差直接估计和校正，实现了一个8 p s k 的接收机系统，这才出现了第一个完 整的全数字接收机”。尽管现在看来这个接收机过于复杂没有实用价值，但是它为后来的 研究提供了重要的理论依据。此后f m g a r d n e r 等对全数字接收机插值算法作了详尽分析， 给出了几种插值器的参数“”。首次提出异步采样条件下通过内插方法调整位时钟误差，才 能得到最佳采样点的估计值。至此全数字接收机的结构才发生了根本变化。 从9 0 年代开始，各种新的解调算法“0 1 “。”1 不断被提出和完善，大大促进了全数字 接收机技术的发展。 研究上述文献不难发现，就全数字接收机的算法而言，真正适合应用于全数字解调的算 法应满足以下几点：算法在稳定情况下应是无偏差而且有效的，算法的收敛速度应足够快， 算法应便于用d s p 或硬件实现。 从全数字接收机的硬件实现方面来看，近2 0 年来随着超大规模集成电路( v l s i ) 技术的 进步，数字集成电路的复杂度和功能达到前所未有的程度。d s p 的运算能力成倍提高，这样 一些较复杂的算法可以用到信号处理中。可以说无论是通信系统的内在要求还是外在条件都 促使接收机向全数字方向发展。由此可见，全数字接收机的算法研究及其应用具有远大的前 景。 中国科学技术犬学硕士毕业论文4 第一蕈绪论 1 4 本文工作 本文在上述文献的基础上，对全数字接收机的几个关键问题进行了分析研究。其目的是 给出一个可以实现对4 p a m 、b p s k 、q p s k 、1 6 q a m 四种调制方式自动识别、自动解调的 开环结构全数字接收机。由丁识别调制类型前，各单元( 符号定时偏差估计、信道均衡、载 波频偏估计) 并不知道调制类型，增加了算法的难度，要求各单元的算法具有“盲”特性和 很好的通用性。 基于这两点要求，本文拟对如f 关键技术进行研究： 1 载波频偏盲估计及恢复。 2 载波相移盲恢复。 3 符号定时偏差盲估计。 4 内插滤波器的实现。 5 信道盲均衡。 6 4 p a m 、b p s k 、q p s k 、1 6 q a m 调制类型的自动识别，自动解调。 7 给出一个适用于所有线性调制的全数字接收机开环实现结构。 中国科学技术大学硕士毕业论文5 第二章符哮定时偏差和载波频偏盲估计 第二章符号定时偏差和载波频偏盲估计 全数字接收机的采样时钟和本振由独立振荡器产生，因此即使信道是理想的也必然存在 符号定时偏差和载波频偏。c j j 环结构的全数字接收机是用锁相环完成符号定时偏差和载波频 偏的恢复，由于锁相环具有捕获过程，同步相对较慢。开环结构的全数字接收机，由于没有 反馈控制，可以快速实现载波频偏和定时偏差恢复，但需要准确估计时偏差和载波频偏的数 值。 2 1 数学模型 假设线性己调信号通过平坦信道“1 后接收到的包络信号为： r a t ) = 版( 啪j ( 2 戤“卿j ( ，) 垂”( 卜打一，丁) + 怫( f ) ( 2 1 一1 ) 1 式中， 肛o ) 为平坦信道产生的乘性噪声， g ，( f ) 为发送的脉冲波形， t 为符号周期， s ( f ) 为发送的复值符号， 蜕 为载波的频偏， 0 为载波的相移。 占， 为在一个符号内的传输延时( 0 s 1 ) ， n a t ) 为平稳的加性噪声。 经匹配滤波器藓”输出信号为 t ( f ) = 0 ) + 重”( ，) ( 表示卷积) ( 2 1 - 2 ) 设采样速率为p t ( p 为夔数，表示一个符号采几个样点) ，采样后得到的数字信号为 x ( n ) = t t ( n ) e j c 2 戤舢s ( 1 ) g ( n - i t ) + v ( n ) ( 2 1 3 ) f 式中。 x ( 押) = x a t ) l 训，p u ( n ) = u o ( t ) k ， v ( 珂) = ，( f ) + g ：7 钟0 ) i ；r ，。， g ( n ) = g 。u 一盯) i ，：。r ，。， g 。( f ) = g ( f ) 牛g ! 腮。o ) 我们作如下假设： 中国科学技术大学硕士毕业论文6 第二章符号定时偏差和载波频偏盲估计 1 设信道为平坦信道，雎( r ) 在几百个符号周期内为常数，多瞥勒频率扩展( 吃r ) 非常小( 这里吼为雎( f ) 的带宽) ”1 。实际系统吃r 典型范罔为1 0 _ 3 ( 慢衰落) 到 1 0 1 ( 快衰落) i s 。 2 全数字接收机采用高稳定本振，假设几百个符号周期内蜕的变化菲常小，可以认 为是一个常值。 3 s ( n ) 是零均值的独立同分布( ii d ) 序列，功率为以2 4 ) 是平稳随机过程，自相关函数删2 。( f ) = e ( n ) + 0 + f ) ) ，r n 2 。的傅立叶变 换就是多普勒频谱。 5 v ( 珂) 是独立于( n ) 的平稳随机过程。 在这些假设条件下，x ( 胛) 的自相关函数为 m 2 ，( n ；f ) = e x ( n ) x + f ) ) ( 表示共轭，e 表示数学期望) ( 2 1 - 4 ) 将( 2 卜3 ) 代入，得 m 2 x ( 珥f ) = m 2 ( f ) e 叫2 “吣“g ( n - i p ) g ( n + r - l p ) + m 2 ，( f ) ( 2 1 5 ) ， 因为 m 2 ，o + 舻；r ) = 埘2 ( r ) e 叫2 州m n g ( n + k p - l p ) g + 舻+ f 一，p ) + m 2 ，( r ) = 坍2 f ( f ) p 1 2 “觚“g ( n - i p ) g ( n + r - i p ) + m 2 ，( f ) ( f = i 一1 ) j = m 2 ，( 疗；r ) 所以m 2 ，( 珥力是一个周期为p 的函数，其傅立叶变换系数为 _ l 成，( 咖) ：# 他似f ) 一驯脯( = - p 2 ，一p 2 + 1 ，p 2 一1 ) t 枷 式中 ：菩p 矽驯似厅孕耐研+ 妒俐脯+ ( 2 1 - 6 ) ：等鸭p ( 力p 。( 2 州即罐打矿止砌g 2 ( 七；力+ ，( 力砸) ( 2 1 m 中国科学技术大学硕士毕业论文7 第二章符号定时偏差和载波频偏盲估计 删= 舯f 麓、町一刍w 十e j 2 z f r t p 矽c z h ， 其中g ( ) 为g ( n ) 的频谱，当g ( n ) 为升余弦脉冲时，积分项为实数。 2 2 符号定时偏差和载波频偏盲估计算法 从( 2 1 7 ) 式中可以看出， 如，( ；f ) 中包古了载波频偏匀：和定时偏差占的信息。有人 使用如r 公式估计频偏“ 蜕= 一百象盯g 鸩( 。；。) m 2 ( 一。；7 ) ( 2 1 _ 9 ) 式中，府2 ( 女；r ) = 何1 ( | j ；r ) m 2 ，( 七；f ) ，a r g 为求相角函数。 将( 2 卜9 ) 改写成如下形式 4 z t i r a f p = 一a r g 城( j | ；f ) 臧( 一t f ) ) ( 2 1 - 1 0 ) 冈为相角范围从一石到7 ，得 一石 的傅立叶变换系数 如，( 缸r ) ；专乏x ，谚加十力吲竹h v ，枷 第五步：计算符号定时偏差估计值 舍= 一= 1 一a r g m 2 ，( 屯f ) 2 州蜕n 一础7 1 p 弦 z t 2 3 符号定时偏差和载波频偏盲估计算法的性能仿真 一、质量评估的几个参数 1 估计均值e s tf = e ( a f ) ，e s t t - 联善) 2 估计方差v a 趾f i e ( 矽一v ) 2 ) ，v h rt = e ( 舍一占) 2 其中= z 丁，4 = 馘r 。 二、仿真实验 仿真实验一 设载波频偏蜕7 1 = l - 2 ，定时偏差占= o 2 5 ，f = 1 ，k = l ，p = 4 ，脉冲成形函数为升余 中国科学技术大学硕士毕业论文1 0 第二章符号定时偏差和载波频偏盲估计 弦( 滚降因子0 5 ) 。在输入符号数n ：1 0 0 、2 0 0 、5 0 0 的条件f ，对0 p s k 、1 6 q a m 在不同的s n r ( 信 噪比) 下用m a t l a b 进行5 0 0 次仿真实验。仿真结果示丁图2 2 - 1 2 2 - 8 。 中国科学技术大学硕士毕业论文 图2 2 - 11 6 q a m 的频偏估计均值 图2 2 - 21 6 q a m 的频偏估计方差 第一二章符吁定时偏差和载波频偏盲估计 中国科学技术大学硕士毕业论文 图2 2 - 31 6 q a m 的定时估计均值 图2 2 - 41 6 q a m 的定时估计方差 图2 2 - 5q p s k 的频偏估计均值 第一二章符号定时偏差和载披频偏茸估计 中国科学技术大学硕士毕业论文 图2 2 - 6q p s k 的频偏估计方差 图2 2 - 7q p s k 的定时估计均值 图2 2 - 8q p s k 的定时估计方差 第二章符号定时偏差和载波频偏自估计 仿真实验二 因为本文将定时恢复和载波恢复放在盲均衡之前完成，所以还必须仿真信道畸变条件f 的估计性能。 假设信道的单位冲击响戍为： h = 一o 1 3 0 5 一o 0 6 5 2oo 1 3 0 5o 1 9 5 7o 2 6 0 9 o 3 9 1 4o 4 5 6 6o 5 2 1 9 o 3 2 6 2 o 1 3 0 5一o 0 6 5 2一o 1 9 5 7 一o 1 3 0 5 一o1 3 0 5 o 0 6 5 2o 1 3 0 5 设载波频偏a l t = 1 2 ，定时偏差占= o 2 5 ，f = 1 ，k = 1 ，p = 4 ，脉冲成形函数为升余 弦脉冲( 滚降因子0 5 ) ，信道单位冲击响应为h ，在输八符号数b l ：1 0 0 、2 0 0 、5 0 6 的条件下， 对q p s k 、1 6 q a m 在不同的s n r ( 信噪比) 下用s a t l a b 进： 7 5 0 0 次仿真实验。仿真结果示于图 2 2 9 2 2 一1 6 。 图2 2 - 9 信道存在畸变时1 6 q a m 癞偏估计均值 图2 2 - 1 0 信道存在畸变时1 6 q a m 频偏估计方差 中国科学技术大学硕士毕业论文 4 第二章符号定时偏差和载波频偏卣估计 图2 9 - 1 1 信道存在畸变时1 6 q a m 定时偏差 卉计均值 图2 2 - 1 2 信道存在畸变时1 6 q a m 定时偏差估计方差 圈22 一1 3 信道存在畸变时q p s k 频偏估计均值 中国科学技术大学硕士毕业论文 第二章符号定时偏差和裁波频偏宫估计 圈2 2 - 1 4 信道存在畸变时q p s k 频偏估计方差 图2 2 - 1 5 信道存在曩毒变时q p s k 定时偏差估计均值 图2 2 1 6 信道存在畸变时q p s k 定时偏差估计方差 中国科学技术大学硕士毕业论文 第。章倚o j 定时偏差和载波频偏茸估计 本幸介绍了一种高效的载波频偏雨l 符号定时偏筹的盲估计算法。利州时域相关 卉计载波 频偏，频偏估计范隔人。利州时域相关和载波频偏f ，i 计的结果进 - ：符号定i 时偏差估计，精度 高，计算苗人人碱小。f 二| 丁没有对线性阔制的类型进行限制，具有很强的适应性， 从仿真结果可以看出，对1 6 q a m 雨iq p s k 这两种调制，即使在信道畸变的条什f 也可 以很蚶的估计出载波频偏和符号定时偏差。对其它线性调制类掣也会得山类似的结论。 中旧科学技术大学硕i - 毕业论文 第= 章内捅滤波器 第3 章内插滤波器 31 内插滤波器原理 符号定时恢复，通常使用内插滤波器“。1 实现。内插滤波器的原理，可以用数模混合方 法解释。 内插滤波器的等效实现框图如图3 卜1 所示。采样信号s ( m t ) 经d a 变换为模拟脉冲 再经过模拟低通滤波器冉( f ) 滤波得到时间连续信号y ( t ) y ( f ) = s ( m t , ) h ( t - m t , ) 对y ( t ) 在时刻t 2 l 重新采样得到 ( 31 一i ) y ( k t p ) - - z s ( m z ) 自( 七瓦- m z ) ( 3 卜2 ) 新的采样点就是所要求的最佳插值点。由( 3 卜2 ) 式可看出，只要将模拟低通滤波器h ( t ) 换成数字低通滤波器，就可以用数字的方法实现插值运算。 图3 1 - 1 内插滤波器的等效实现 争一m 式中，i n t z 表示不超过z 的晟大接数。 叫呼】 版鲁一 由( 3 卜3 3 卜5 ) 式可得 m 5 一7 中国科学技术大学硕士毕业论文 ( 3 1 3 ) ( 3 卜4 ) ( 3 1 - 5 ) ( 3 1 - 6 ) j 8 第三章内插滤波器 ( 圮一卅正) = ( f + 肫) l j i 2 ( 卅。+ 肌) 正 将( 3 卜6 ) ( 3 卜8 ) 代入( 3 卜2 ) ，可得 y ( k t ，) = y ( + 版) i = j ( 一f ) i 】 ( “以) t 】 l = 由以上讨论可看出，定时调整前后采样时间关系如图3 1 - 2 所示 ( 3 1 7 ) ( 3 卜8 ) ( 3 1 9 ) 图3 卜2 定时调整前后的采样时间关系 由( 3 卜1 ) 式可知，如果滤波器h ( t ) 是理想低通，用s ( 聊z ) 就可完全恢复出s ( t ) ，再在 同步时刻对s ( t ) 重新采样，就可以恢复正确的定时同步信号。但实际滤波器不可能达到理想 特性“”1 ，为使信号经内插滤波器不致引入太多干扰，从频域来说要求滤波器通带尽可能 平坦，阻带衰减尽可能大“1 ，并具有线性相位，以减小噪声引入。一般选用f i r 滤波器作内 插滤波器。根据( 3 卜9 ) 式，内插滤波器抽头数，= l 一厶+ l ，参与内插滤波器运算的采 样信号由i n k 决定，内插滤波器抽头系数 ( f + 胁) i 】由胁决定。 根据插值滤波器理论“”，抽头数i 必须为偶数。 内插滤波器的插值运算可以用线性插值或商阶多项式插值。为了讨论方便，设z = 1 这并不影响最终结果。 假设h ( t ) 满足以下条件： 1 h ( t ) = h ( 一t ) 2 o ) 0 ( - n f s n ) 将滤波器h ( t ) 分成2 n 个子滤波器九( f ) ( - n h n - 1 ) 怙m 图3 卜3 给出了当n ：2 时吃( f ) 与h ( t ) 的关系。 中国科学技术大学硕士毕业论文 o ， l ( 3 小1 0 ) 0 f 妇m 括2 第三章内插滤波器 向( f ) j f 、。 图3 1 3 模拟内插滤波器和它的子滤波器的关系 对每一个子滤波器h a t ) 用m 阶多项式函数逼近，即 m ( ，) = ( h ) t ” ( 3 1 1 1 ) 由于全数字接收机采用了高稳定度的采样时钟，可以认为在l 百个符号时阃内定时偏差 地为常数卢a 将代入( 3 卜1 1 ) 得 埘 k ( t ) l ，。；= 吃( p ) = ( h ) 卢 ( 3 卜1 2 ) 我们选用插值性能比较好的拉格朗日立方插值公式，取抽头数为4 ，即h a t ) 分为4 个子 滤波器( n 一2 ，一1 ，0 ，1 ) ，则( 3 卜9 ) 式中的抽头系数可表示为 h o + p ) = 囊( 卢)( 瓦= 1 ) 设 纵f + 曲】= c 1 6 u ) ( i = 1 ) ( 3 卜1 3 ) 则拉格朗臼立方插值抽头系数为 c - 2 ( ) = c o ( - 2 ) + q ( - 2 ) 2 + c 2 ( - 2 ) , u + c 3 ( - 2 ) = 一i 1 卢+ 吉 c _ 1 ( 卢) = ( 一1 ) 十c 】( 一1 ) 1 1 + c 2 ( 一1 ) - 1 2 + c 3 ( 一1 ) 3 = + j 1 z j 1 3 c o ( ) = ( o ) + q ( o ) 1 + c z ( 0 ) 2 + 岛( o ) 3 = 1 _ 1 2 , u - u + i 1 3 中国科学技术大学硕士毕业论文 d 驰 的 h h h 第三章内插滤波器 q ( ) = c o ( 1 ) + q ( 1 ) 1 + q ( 1 ) 2 + c 3 ( 1 ) 3 = 一；+ 圭2 一i 1 3 ( 3 1 - 1 7 ) 计算出c _ 2 ( ) ，c l ( ) ，c o ( ) ，c l ( ) ，就可以进行符号定时恢复了。其实现结构 如图3 1 - 3 所示。这里内插滤波器的工作频率为采样时钟频率。 图3 卜3 内插滤波器的实现结构 3 2 内插滤波器简化实现结构 图3 卜3 的实现结构，由于每个c j 都是的3 次多项式，计算量较大。基于f a r r o w 结 构，我们研究了一种简化的f a r r o w 实现结构，大大减少了计算量。 根据( 3 卜9 ) ( 3 卜1 2 ) ( 3 卜1 3 ) 式，重写y ( n ) y ( n ) = s ( n ) 7 ( ) = s ( ”) 7 c b a 式中 吃( ) = 髓。( ) ，舡。( ) ，一。( 芦) r 屯= 【1 ，芦，2 ，r s ( n ) = 【s ( 胛+ ) ，j ( 栉+ n - 1 ) ，s ( n 一+ 1 ) 】7 c = c o ( 一、 ( 一+ 1 ) c o ( n ) q ( 一) c l ( 一+ 1 ) e l ( n ) ( 一) ( 一+ 1 ) ( ) 因为( 3 2 - 1 ) 是线性运算，交换运算次序可以得到 y ( ”) = 【s ( 一) 7c 】屯 = p ( 珂) 7 c o ，c l ，】b u ( 3 2 一1 ) ( 3 2 2 ) 这里，c 0 是矩阵c 的第m 列向量。 根据( 3 2 2 ) 式，可以得出f a r r o w 结构1 1 4 ，当采用拉格朗日立方插值抽头数取4 时 实现结构如图3 2 - 1 所示。 中国科学技术大学硕士毕业论文2 l 第三章内插滤波器 图3 2 1f a r r o w 内插滤波器实现结构 f a r r o w 结构的计算量已经比图3 卜3 的结构大为减少，能不能进一步减少呢? 同答是 肯定的。 现在我们讨论一下吃( ) 内在约束的两个条件“”； 1 显然，当口= 0 时，y ( n ) 输出应该为s ( n ) ，即 h o ( = o ) - - ：纛捃。 慨z 删 2 当“= 1 时，y ( n ) 输出应该为s ( n + 1 ) - 即 h , ( i z = 1 ，= 托：二加 z 卅 d a - 7 = ( ) = c 钆 ( 3 2 - 5 ) 将( 3 2 - 3 ) 代入，得 = c 钆i o = c oge o ( 3 t2 - 6 ) 式中， e f = 陋，e e n _ l 】。 f 1疗= f 邑篁 1 0 o t h e r w i s e 将( 3 2 - 4 ) 代入( 3 2 - 5 ) 式，得 = c 气f ，- , i = gz e l ( 3 2 - 7 ) 中国科学技术大学硕士毕业论文 第三章内捅滤波器 根据( 3 2 - 7 ) ，得到 m - 1 巳= 一g 们一i ( 3 2 - 8 ) m = o 将( 3 2 - 6 ) ( 3 2 - 8 ) 式代入( 32 - 1 ) 式，得到 m l j ，( 竹) = s ( ，0 7 c 】吒= s ( 珂) ，s 7 ( h ) c 。，- - ，s 2 ( 厅) c 0 一。，一+ j ( 甩十1 ) 】 ( 32 - 9 ) m = o 由此可以得到简化的f a r r o w 结构，当采用拉格朗日立方插值抽头数取4 时，实现结构 如图3 2 2 所示。 图3 2 - 2 简化的f a r r o w 内插滤波器实现结构 在符号定时恢复过程中，不仅需要恢复出正确的定时采样点，还要完成采样速率的变换。 对于本文所采用的采样速率为4 倍符号速率( 即一个符号采样4 个点) 的情况f ，内插滤波 器没有必要将这4 个点的定时偏差都内插恢复出来，只需要内插输出一个最佳样点即可。具 体实现可以先对输入信号4 倍抽取，然后内插滤波。因为采用了抽取操作，所以对输入的采 样数据每4 个样点内插输出个最佳样点，从而同时完成了采样速率的变换”1 。 采用拉格朗曰立方插值抽头数取4 的内插滤波器的实现结构如图3 2 3 所示。 s 图3 , 2 3 符号速率输出简化f a r r o w 内插滤波器的实现结构 中国科学技术大学碗士毕业论文 第三章内插滤波器 由图可见，与图3 2 1 的实现结构相比，减少了2 条支路，且由于采用了4 倍抽样，计 算量大大减少。表3 2 ，l 给出了采用拉格朗日立方插值抽头数取4 时，圈3 2 1 实现结构与 图3 2 3 结构的计算量比较。 表3 2 1 图3 2 1 结构图3 2 3 结构 输出一个内插值时乘法次数1 91 1 输出一个内插值时加法次数 1 51 1 输出n 个符号时的乘法次数 1 9 + n1 1 + n ，4 输出n 个符号时的加法次数 1 5 + n1 1 + n ，4 3 3 内插滤波器插值性能仿真 设载波频偏在内插滤波以前已经得到校正，定时偏差占= 0 2 5 ，脉冲成型波形为升余弦 ( 滚降因子0 5 ) ，内插滤波器采用拉格朗日立方插值，抽头系数如( 3 卜1 4 ) ( 3 卜1 7 ) 式所示。用图3 2 - 3 所示的结构，对q p s k 和1 6 q a m 在s n r = 3 0 d b 时内插性能进行仿真， 结果如图3 3 - 1 3 3 - 4 所示。 图3 3 - 11 6 q a m 输入信号( 定时偏差s 印2 5 ) 图3 3 - 2 输入1 6 q a m 信号对内插滤波器输出信号( 定时偏差占= 0 2 5 ) 中国科学技术大学硕士毕业论文 第三章内插滤波器 图3 3 - 3q p s k 输入信号( 定时偏差占= 0 2 5 ) 图3 ，3 - 4 输入q p s k 时内插滤波器输出信号( 定时偏差占= 0 2 5 ) 从以上的仿真结果可以看出，由于输入信号存在定时偏差，码间串扰较为严重，经过内 插滤波器定时恢复后，码问串扰大为减少。 3 4 小结 由于全数字接收机采用异步采样，需要用插值滤波器进行符号定时恢复。为了减少计算 量，通过研究多项式插值滤波器抽头系数的约束条件并综合考虑符号速率的调整。给出了一 种可实现符号速率恢复的简化内插滤波器实现结构。该结构大大减少了内插操作的计算量， 与传统的不考虑符号速率恢复的f a r r o w 结构相比，采用拉格朗日立方插值抽头数取4 时， 乘法计算量仅为其1 5 ，加法计算量仅为其1 9 。最后通过仿真验证了该结构的可行性。 中国科学技术大学硕士毕业论文 第四章信道均橱 第四章信道均衡 由于多径传播和有限带宽，信号通过模拟信道传输会发生畸变，导致接收符号间串扰， 误码率上升。均衡器就是为了补偿信道特性而设计的。 本文研究的全数字接收机要对常见的几种调制类型进行自动识别和解调，为了达到较高 的识别率，必须将信道均衡器放在识别前。由于不知道调制类型，不能解调出任何数据，因 此用训练序列均衡信道的方法不能用。故采用盲均衡器。 盲均衡器是指不依靠“训练”系列对信道进行均衡的白适应均衡器。它是根据发送数据 的统计特性，用一定的算法实现均衡。主要有r c “8 1 ( 减星座) 、c m “7 1 ( 常系数) 、唧“” ( 多系数) 评价函数。应用最陡梯度_ 卜降法，迭代调整均衡器的抽头系数，使评价函数虽小， 达到均衡的目的。 4 1 盲均衡算法 我们设计的全数字接收机将盲均衡器置于载波频偏恢复和定时偏差恢复之后，如图 4 卜1 所示。 图4 卜1 盲均衡器的结构框图及位置 图4 卜l 中，s ( k ) 为传送的复基带信号，s ( k ) = 0 ( 七) + 内( 七) ，n ( k ) 为加性噪声，x ( k ) 为 均衡器输入信号，y ( k ) 是均衡器输出信号。由于盲均衡器位子载波频偏和定时恢复后，可以 认为x ( k ) 中不存在定时偏差和载波频偏。设h ( k ) 为传送滤波器、信道和接收滤波器的等效 基带脉冲响应总和。脉冲响应长度为m ，烈_ j ) 是载波相移，则由图4 卜l 可求出 m - i x ( 女) = h ( i ) s ( k - i ) e + h ( ) ( 4 1 一1 ) f = 0 用w ( k ) 表示均衡器k 时刻的脉冲响应，长度为n ，那么均衡器输出为 y ( k ) = 工7 ( i ) 1 r ( 七) ( 4 1 2 ) 式中，x ( k ) = x ( | ) ，x ( k 1 ) ，x ( k 一+ 1 ) r 似寿) = 【( 七) ，( _ j ) ，1 一1 ( _ j ) 7 由( 4 卜2 ) 可得线性盲均衡的实现结构如图4 卜2 所示。 中国科学技术大学硕士毕业论文 第网章信道均衡 x ( k ) 图4 卜2 线性盲均衡器实现结构 y ( 七) 由于珊a 算法可以同时完成信道均衡和载波相移恢复”1 ，省掉了专门的载波相移恢复 单元，简化了接收机设计。但它不像c l l a 算法可以放在载波恢复前进行信道均衡，而是受载 波频偏的影响较大，所以我们采用的接收机结构将定时恢复和载波频偏恢复放在盲均衡之前 完成。对于q a m 和q p s k 信号，由于星座图旋转石2 可得到同样的相位误差信号，胁a 均衡器的输出存在疗2 相位模糊现象。我们选用 吣算法，通过差分编译码克服相位模糊。 多系数胁评价函数： a i “= e 【( 谚( t ) 一碍) 2 + ( 卯( _ j ) 一砰) 2 】 ( 4 卜3 ) 热啦非黜= 黜 m m a 算法评价函数意义是测量均德器输出信号与正方形边界线的离散程度。 根据上述评价函数，利用最陡梯度下降迭代法，可以得到m m a ：均衡器抽头系数迭代公 式 甜( 后) = ”) ( 一( j j ) 一砰) + ，y a k ) t ( 卯( 七) 一砰) w ( k + 1 ) = w ( k ) 一t l e ( k ) x + ( j ) 式中，为步长因子，+ 表示复数菇轭，e ( k ) 为误差函数。 4 2 信道均衡性能仿真 信道均衡情况可以用剩余交叉串扰i s i “1 来表示 ( 4 1 4 ) 蚶帆。 脚2 l r “卜驰 式中，s 是信道畸变脉冲响应和均衡器脉冲响应的卷积。 仿真实验 设信道均衡前已经完成了载波频偏和符号定时偏差校正升余弦成形脉冲滚降因子0 5 信道单位冲击响应h = - 0 20 30 8 0 3o 2 ，载波相移3 0 0 ，s i 呱= 3 0 d b ，分别对1 6 q a m 和q p s k 调制信号进行仿真，仿真结果如图4 2 - 1 4 2 - 4 所示。从图4 2 1 图4 2 - 4 可以清 楚看出删a 算法已对信道的畸变进行了很好的校正，同时还校正了载波3 0 0 的相移。 中国科学技术大学硕士毕业论文2 7 第四章信道均衡 图4 2 - 1 输入1 6 q a m 时m m a 算法i s i 曲线( 步长因子= 1 2 ”) 图4 2 21 6 q a m 输入信号 图4 2 - 31 6 q a m 信号m m a 均衡器收敛后的输出( 步长因子芦= 1 2 “) 中国科学技术大学硕士毕业论文 第四章信道均衡 图4 2 - 4 输入q p s k 信号时m m a 算法i s i 曲线( 步长因子= 1 2 5 ) 图4 2 3q p s k 输入信号 图4 2 4q p s k 信号m m a 均衡器收敛后的输出( 步长因子= 1 2 8 ) 4 3 小结 本章研究了信道均衡算法，由于m m a 算法在不增加信道均衡计算量和复杂度的情况 f 同时完成了载波相移的恢复，省掉了专门的载波相移恢复单元，大大简化了接收机设计。 故我们选用删a 算法作为信道均衡算法。仿真结果验证了m m a 的载波相位恢复能力， 中国科学技术大学硕士毕业论文 第五章调制类型自动识别 第5 章调制类型自动识别 随着现代通信技术的发展，新的调制方式不断涌现。利用调制类型识别技术快速稳健地 识别出接收信号的调制方式变得越来越重要。 5 1 调制类型自动识别算法 通信信号在传播过程中容易受到信道噪声的污染，增加了信号识别的难度。但由于复高 斯噪声2 阶及2 阶以上的累积量恒为零，通过把接收信号变换到累量域处理，利用累量识别调 制类型 2 2 1 ，可以削弱噪声影响。 设调制类型识别j - = 作在相干、同步环境f ，接收信号已实现载波同步、定时同步，但存 在未知载波相移。则输出信号包络可表示为 r ( f ) = x ( f ) + 玎( f ) = l 、，巩p 媲p ( f 一) + 玎( f ) k = l 式中，s k 一发送的符号序列 l 一观察的码元数目， e 一信号的平均功率 晓一载波相移， p ( i ) 一信道残余响应 n ( i ) 一加性复高