（通信与信息系统专业论文）ofdmcdma上行链路同步研究.pdf

摘要 本文研究了频域扩展o f d m c d m a 上行链路中同步误差对性能的影响，提出 一个上行链路同步实现方案并给出时频偏移的估计算法。 频域扩展o f d m c d m a 的代表方案是m c c d m a ，本文以其多用户上行、下 行通信链路为基础，研究了系统性能对上行链路同步误差的高敏感性，并提出一 个s b c g f h m c c d m a 多址方案作为依托，着重研究了上行链路同步的实现方 案及载波频率偏移、符号时间偏移估计算法。通过对方案和算法的计算机仿真， 证明同步算法具有较高的精度，同步方案能够在不超过三个t d d 帧的时间内完成 良好的同步，同步跟踪载波组的用户容量可达到l 用户载波。 关键字：正交多载波调制码分多址多载波码分多址上行链路同步 基于子载波组跳频的载波组m c c d m a ( s b c g f h m c c d m a ) a b s t r a c t i nt h i sc o n t r i b u t i o n ，w e i n v e s t i g a t et h es e n s i t i v i t yo fo f d m c d m as y s t e mt o s y n c h r o n i z a t i o ne r r o r s ，a n dp r e s e n t s as y n c h r o n i z a t i o ns c h e m ef o rt r a c k i n ga n d a l g o r i t h mf o re s t i m a t i n gt h em o b i l e su p l i n kt i m ea n df r e q u e n c yo f f s e t s a st h et y p i c a ls c h e m eo fs p r e a d i n gs p e c t r u mo f d m c d m as y s t e m ，m c c d m a i su s e di nt h i sp a p e rt od e s c r i b et h em o d e lo fu p l i n ka n dd o w n l i n km u l t i u s e rs y s t e m s e n s i t i v i t yo ft h ep r o t o t y p et os y n c h r o n i z a t i o ne r r o r si si n v e s t i g a t e d t h e nw ep r e s e n t t h es b c g - f h m c - c d m a ，f ln e wf r e q u e n c y h o p p e do f d m c d m a ，a ss y s t e m e n v i r o n m e n t ，a n dm a i n l yd i s c u s st h ei m p l e m e n t i n gs c h e m eo fu p l i n ks y n c h r o n i z a t i o n a n de s t i m a t i n ga l g o r i t h m s i m u l a t i o nd e m o n s t r a t e st h es c h e m ea n da l g o r i t h m sh a v e e x c e l l e n tp e r f o r m a n c ei na c c u r a c yo fe s t i m a t i n g ，a c q u i s i t i o nt i m ea n du s e rc a p a c i t yo f p i l o tf r e q u e n c yg r o u p k e y w o r d ：o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n gc o d ed i v i s i o nm u l t i p l e a c c e s s ( o f d m c d m a ) m u l t i c a r r i e rc d m a u p l i n ks y n c h r o n i z a t i o n ， f r e q u e n c y h o p p e ds u b - c a r r i e rg r o u pm u l t i c a r r i e r - c d m a ( s b c g - f h m c c d m a ) 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师的指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谤 中所罗列的内容以外，论文中 不包含其它人已发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均己在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名： 垂埤牟 日期： 丛：! 羔：! ( 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生 在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业 离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学 校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部 或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。( 保密的论文在 解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名： 第一章绪论 第一章绪论 1 1 宽带移动通信的需求 随着网络通信和移动通信在近十几年来的飞速发展，人们对通信业务的需求 也日益增长。以中国大陆的数据为例：1 9 8 7 年，移动电话正式在广东投入运营， 当年用户7 0 0 户：1 9 9 4 年，手机用户数突破1 0 0 万；1 9 9 7 年7 月，手机用户突破 1 0 0 0 万：截止2 0 0 1 年第三季度，手机用户数达到1 亿2 千另6 0 万。几乎与此同 时，1 9 8 7 年中国大陆发出了第一封电子邮件；1 9 9 8 年底国内网络用户为2 1 0 万人； 2 0 0 0 年底达到了2 2 5 0 万网络用户。高速率和可移动性成为对通信终端的重要要求， 也是实现个人通信的基本目标。移动通信的业务也从语音扩展到数据、多媒体视 频等，资料显示：截止2 0 0 0 年底，在同本有2 6 8 0 万手机上网用户，韩国则有7 0 0 万。 在骨干网都已光纤化的今天，作为通信网的“最后一公晕”的接入网同益成 为整个通信网的瓶颈，这一点在移动和无线情况下更为严重。目前在国内广泛使 用的g s m 系统仅能提供9 6 k b p s 的数据或语音服务。以c d m a 为核心的第三代 移动通信系统( 3 g ) ，可望为用户提供最终达2 m b p s 的接入速率。基于i e e e 8 0 2 1 l b 标准的无线局域网也可在室内环境下提供最高达1 i m b p s 的数据率。然而这些只能 称为中速率，还不是宽带移动通信，因为同样的接入速率在固定网中早已达到， 远不能满足大多数宽带业务的需要，并且这样的传输速率还是在牺牲终端移动性 的情况下达到的，在移动速度较高时第三代移动通信系统的接入速率只能达到几 百k b p s 。 因此，在拟议中的4 g 预计将达到1 0 0 m b p s 以上的接入速率。i e e e8 0 2 1 6 标 准讨论稿已于2 0 0 0 年8 月提出，本地多点分配业务( l m d s ) 的大量试验己取得 满意的效果，由于其容量大( 2 一1 5 5 m b s ) ，可提供话音、数据、视频等综合业务， 被誉为“无线光纤”。丽基于5 g h z 的i e e e 8 0 2 1l a 也可将数据传输速率提升到 5 4 m b p s ，i n t e l 在2 0 0 0 年的c o m d e x 展览会上展示了基于8 0 2 1 l a 的系统。这些 可称为真正的宽带无线通信系统将采用基于多载波的新型调制技术。 不同于成本受限的固定通信网，移动通信网是资源受限的，在总的可用频率 资源一定的情况下，不可能只通过增加投资购买更多数量的设备来实现宽带移动 通信的目标。即同时实现高的用户容量和数据接入速率。因此，利用高效的新型 调制解调技术来共享有限的频率资源成为实现宽带移动通信的唯一途径。高数据 速率必然造成高的频带占用，而移动通信的多径时变的信道特性又造成时间和频 率上的选择性衰落，这是宽带移动通信中的基本矛盾。解决和克服这种矛盾成为 o f d m c d m a 上行链路同步研究 新型调制解调技术的关键。 在通信时代交替之际，旧有系统之整合与升级也是产业关心的话题之一，目 前大家谈的是g s m 如何升级到第三代移动通信系统；而未来则是c d m a 如何与 多载波调制解调技术相结合。 1 2o f d m c d m a 概述 多载波调制( m c m ) 的原理是将高速的数据流分解成若干低速的比特流，并 且用这些数据流去并行调制若干个子载波。多载波调制的主要优点就是具有抗多 径信道时间弥散的特性1 ”。在多载波调制的予信道中，数据速率低，码元周期长， 只要时延扩展与码元周期之比小于一定的值，就不会影响到判决。当载波相互正 交时，称为正交多载波调制。正交多载波调制目前研究的主要形式是o f d m 和 m c - c d m a 。 o f d m 全称为j 下交频分复用( o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ) ，是 一种高效调制技术，它使用相互正交的一组子载波构成子信道来传输各个子数据 流，子信道的频谱可以相互交叠，提高了频谱效率，且能够有效地对抗多径传播， 使受到干扰的信号能够可靠地接收。o f d m 的理论最早提出于六、七十年代，在九 十年代初基本成熟，开始走向商用。由于现代数字信号处理技术( d s p ) 和超大规 模集成电路( v l s i ) 的迅速发展，最初实现o f d m 技术的障碍如庞大的复数运算 和高速存储器等己不复存在，同时，快速付立叶算法也避免了并行数据传输所需 的正弦波发生器组和相关解调器组。使该技术的实现费用更趋实际。此外，o f d m 调制系统的最佳性能已经从理论上得到证明，因此，这项技术在近几年来在铜线 接入系统、地面广播系统和高密度磁记录等方面得到应用。如高速率数字用户线 ( h d s l ) 、非对称数字用户线( a d s l ) 、超高速数字用户线( v d s l ) 、数字音频 广播( d a b ) 、数字电视以及h d t v 地面广播等领域。 o f d m 的优良特性也促使人们试图将其引入到移动通信中，考虑到无线信道的 广播特性和多用户应用，这就需要将正交多载波调制与多址接入技术结合，如 o f d m 分别与频分多址( f d m a ) 、时分多址( t d m a ) 和码分多址( c d m a ) 的 结合。女n s 0 2 1 6 中就有将o f d m 与t d m a 结合的建议方案。o f d m 与c d m a 的不同 形式的结合，提出了不同的正交多载波c d m a 系统( o f d m c d m a ) ，目前具有代 表性的如多载波c d m a ( m c - c d m a ) 、多载波d s - c d m a ( m c d s - c d m a ) 、多 音c d m a ( m t - c d m a ) 及基于小波变换的m c c d m a 。m c c d m a 最早是在1 9 9 3 年的p i m r c 会议上由b e r k e l e y 的j e l i n n a r t z ，n y e e ，g f e t t 和德国的k f a z e l ， l p a p k e 分别提出来的。m c c d m a 仍可看作是o f d m 的一种特殊形式，与c - o f d m 一样是为了将o f d m 应用于特定环境而做的一种改进 第一章绪论 已有的分析研究显示i l i ，m c c d m a 既利用 o f d m 频率利用率高、抗多径、 抗频率选择性衰落、发送接收结构简单的特点，又吸收了 c d m a 用户容量高，可 采用r a k e 接收机的优点，可以在高时间弥散信道中达到令人满意的误比特率，是 一种可适用于宽带移动通信系统的调制技术，具有很好的应用前景。 1 3 论文的主题和工作安排 本文首先以o f d m c d m a 的代表方案m c c d m a 为模型，讨论了其基本原理、 系统结构以及上行、下行通信链路，并对上行链路中同步误差对系统性能的影响 进行了分析。在m c c d m a 基础上，本文系统的给出了一种新的o f d m c d m a 应 用方案s b c g - f h m c c d m a ，并提出上行链路同步方案以及同步参数估计算 法。通过对同步方案、算法的性能分析和仿真。我们可以得出结论：方案、算法 具有良好的性能并具有很强的适用性，可广泛用于各种o f d m c d m a 上行链路同 步。论文的具体内容安排如下： 第二章介绍m c c d m a 的基本原理，上行、下行链路系统结构和性能特点。 第三章分析m c - c d m a 上行、下行链路的信干比性能对同步误差的敏感性。 第四章提出新的0 f d m ，c d m a 应用方案s b c g f h m c c d m a 。 第五章以s b c g - f h m c c d m a 多址系统为依托，详细的给出上行链路同步方 案及同步估计算法。通过仿真，分析同步方案的性能、估计算法的性能，得出了 有益的结论。 第二章o f d m c d m a 的基本原理 第二章o f d m c d m a 的基本原理 正交多载波码分多址( o f d m c d m a ) 是o f d m 与c d m a 技术的结合，兼 具两者的特点，其发射机和接收机可采用i f f 彰f f t 来实现，c d m a 用于扩展频谱 和多用户对信道的复用。本章将以o f d m c d m a 的代表方案m c c d m a 为基础， 阐述其基本原理及其多用户上行链路、下行链路的数学模型和性能特点。 2 1 正交多载波调制概述 在串行系统中。符号是逐次发送的，每一个数据符号的频谱允许占用所有的 可利用带宽。由通信理论可知，当总带宽为w 赫兹时，系统的无码间干扰的最高 符号率即奈奎斯特速率为2 w 波特。这也就是说，在系统的调制方式一定时，信号 占用带宽与信息速率成正比。当调制速率很高时，信号的占用带宽也将很高。 众所周知，任何现实物理信道都不是理想信道，都存在幅频畸变和相频畸变。 对无线信道( 尤其是地面移动通信信道) 来说最重要的特性就是多径传播。多径 迟延导致传输信号的波形展宽，从时间域来看，这将导致码间干扰，当多径迟延 与符号周期的比达到一定的程度时，码间干扰将十分严重地影响到接收机的抽样 判决，使误码率高到不可接受的程度。从频率域来看，多径传播将导致信道对不 同的频率产生不同的衰减，在信道的幅频特性曲线上出现零点和极点。设信道的 最大多径时延差为t 。，则定义1 t 。为多径信道的相关带宽，即相邻传输零点的频 率间隔。当传输信号的占用带宽大于相关带宽时。传输波形的频谱将受到严重畸 变，这就是所谓的频率选择性衰落。码间干扰和频率选择性衰落可以看做是同一 问题在时域和频域的分别体现。 为实现高速传输，传统的串行体制必须使用均衡器来克服频率选择性衰落， 均衡器常用横向滤波器结构，当多径迟延很大时，横向滤波器也必须很长，抽头 数很多。尤其是在时变信道中，横向滤波器的抽头增益必须能实时地跟踪信道的 变化，需要采用高效的自适应算法，这将带来实现复杂性的提高。 多载波调制的出现缓和了这些问题。多载波调制是指在多个载波上并行发送 低速串行数据流，当载波相互正交时就是正交多载波调制。在正交多载波调制中， 每一个子数据流占用可利用带宽的一小部分( 如o f d m ) 或全部( 如m c c d m a ) 。 从时间域看，低速的予数据流的符号周期长，相同的时延扩展造成的码间干扰比 串行体制小，在采用循环前缀时，更可完全消除码间干扰的影响。从频率域看， 子信道带宽远小于相关带宽，在每子信道上衰落是平坦的，频率选择性深衰落仅 影响系统中的一个或几个子信道，利用子信道之间的相关信息，可以恢复受干扰 o f d m c d m a 上行链路同步研究 的子信道上的数据，从而有效地使衰落引起的错误随机化。这就使得正交多载波 调制可以有效地对抗多径造成的频率选择性衰落。 正交多载波调制与串行体制相比，也存在一些不足。如当信道随时间快速变 化时，会引起频率弥散，这将导致正交性的损失，从而产生子信道间干扰( i c d 。 系统性能对收发载波频率偏移、符号采样定时误差的敏感性也提出了较高的同步 要求【8 1 。又由于多载波调制的信号由所有子信道上信号相加成，当恰好所有子载波 的相位相同时，此时将产生n 倍于平均功率的峰值功率，在子载波数n 很大的情况 下，峰平功率比( p a p ) 也将很大，因此多载波无法采用高效的非线性功率放大器， 而必须用动态线性范围很大的线性放大器，这限制了正交多载波调制用于对功率 要求敏感的领域1 1 1 。 ( a ) m c - - c d m a 发射机原理模型与扩频后数据 如 富 廿 j o e l 并 m p 、k t c 0 t l l1 c o ：l l i c l - l l 1 f c l | ：”c r i ：1 1 i o n c 1 1 t ( b ) m c - d s - c d m a 发射机原理模型与扩频后数据 c n ，j c o s j ，、y一、 i 。i ( a， ( c ) i c - - c i ) _ i a 与m c - d s - c d m a 的功率谱 f ：i i 00 r 幽t 0 i 札氓c i ：l j i o o ：i i i 0 i t- 1 ii c c - i t - 图2 i o f d m c d m a 的两种主要结台方案 ( a ) 频域扩展m c - c d m a ( b ) 时域扩展m c - d s - c d m a 正交多载波调制在多用户通信领域的主要实现方式有o f d m a ( 正交频分多 址) 、o f d m c d m a ( 正交多载波码分多址) 。o f d m c d m a 的实现方案【2 i 有 m c c d m a 、m c d s c d m a 、s b c d s c d m a ，s b c g - f h 等。从0 f d m 与c d 舭的结合 方式上看可以分为两类，如图所示：1 用户的原始数据首先与扩展码相乘，对应 第二章o f d m c d m a 的基本原理 同一数据符号的不同码片在不同载波上传输，也就是数据在频域扩展。此类的代 表方案为m c c d m a 。2 各用户数据先进行串并变换将高速码流变成多个低速码流， 后与扩展序列相乘，各子信道上传送的都是d s c d m a 信号。同一符号生成的码片 调制同一载波，即时域扩展，这种类型的代表方案为m c d s c d m a 。两种方案同( ) m m 技术一样，载波以最小频率间隔满足正交条件。因此发射机和接收机能够由快速 傅立叶变换阶1 实现。 m c c i ) m a 技术现已被推荐为弥散信道无线通信系统高速数据通信技术。首先相 对于载波不正交的蚋c d m a 减小了多用户干扰的影响。又由于每个用户的信号占据 了整个的系统带宽，所以l i m c d s c o m a 具有更好的抗信道弥散的特性。同o i ? i ) m a 中 用户独享子载波组频带相比，m c c d m a 多用户码分复用可提高用户容量，但由于每 用户在整个带宽上码分复用，失同步时不可避免的会引入多用户干扰而且变速 率传输的现有方案也增大了对自身及其他用户的干扰。 在本章，我们就以正交多载波码分多址的代表方案m c c d m a 为基础，讨论频域 扩展( ) i ：d m c i ) m a 的多用户上行、下行链路模型。 2 2m c c d m a 的基本数学模型 m c c d m a 的基本数学模型如图2 2 所示。设系统中共有n 。个用户分配在 - 一，p 叶 ，千e x p ( ，碱，严 p 斗p e x p q 2 n ( f , )+ = ) f 峥中 。f + 当) 7 a ( f 亚掣) f ( a ) 发射机模型 e x p ( 丽- - j 蒂督2 衫，) t千7 = e x p ( - j 裹齐 娥+ 三) ，) “ 叫p 中 图2 2m c c d m a 系统的基本模型 n 。个子载波传输，t h 为符号周期。则单用户的传码率为l t h ，取子载波白j 隔为l 厂r h h z 。c ，= 【c 0 ，。扎，】为用户的w a l s h h a d a m a r d 码，第，个用户在第i 个符号时 间内的连续时间信号2 1 可表示为式( 2 。1 ) ： ( ，) ：一, v , - i q 。e x p ( j 2 x ( 一+ 女多幺) f ) p 。( ，一，n ) ( 2 - 0 f 为馘在本文蝴。舯 ( f ) = 嚣旭如珊 o f d m c d m a 上行链路同步研究 则总的发射信号应为： 一1 n x i ，- i 5 ( ，) = r e t z s , ( ，) 】= r e 日侄x p j 2 ，r ( f l + 女) f 】p ，一( ，- n ) ( 2 2 ) ，= 0 1 = 0 女一0 设接收机收到的信号为y ( t ) ，不考虑信道对传输的影响，令y ( t ) = s ( t ) 。首先对 接收到的信号在所有子载波上解调，则第 子信道的解调信号为： 蹦，) _ y ( f ) 螂p 【- j 2 n ( f , + t 和 ( 2 - 3 ) 将式( 2 2 ) 代入上式 一i 虬一ln ，r 儿( ，) = “k + d j 吼e x p 2 t r ( k 一女) ，】 ( 2 - 4 ) 利用积分电路可以去除式( 2 4 ) 中的第二项。用第f 用户的扩码去恢复数据，可得 西净“川y ( ，) = 善叫善+ 薹差嘶e x 比t，if2，r(k-，】 = 叫如，+ a f 嘶e x p 【女7 ，】l ，0l ，。o，t 0 t o k 一1 。一l一i，一ln 。r = ，“一，( f t k , i , e x p j 2 n - ( k 一) 导，】 一in 。一i，一ir = q t + q ，q ，+ 一q c 。t e x p j 2 n ( k 一t ) 导】 ( 2 5 ) 根据w a l s h h a d a m a r d 码性质可知上式第二项为零，第三项可用积分电路去除。 由此可见，在不考虑信道对传输的影响时，只需使用户接收机中的支路权因子序 列等于对应的扩频码，就可以无差错地恢复发送数据。 在离散系统中，取采样间隔为t g n ，n = m 。因为系统占用的基带双边带宽 约为n t b 赫兹，所以t b ，n 的采样间隔满足奈奎斯特采样频率，从而不造成信息的 损失。此时令t = n t d n ，代入式( 2 1 ) ，并去除载波f c ，可得用户，发射的基带离散 形式： “加a f 荟c , je x p ( j 等- k n ) ( 2 - 6 )曲 同理，可以推出多用户发送的基带离散形式为 “加挚篆c , s expse x p ( j ；z - - f f ，k n ) ( 2 - 7 ) ( n ) = 彰 ( 2 7 ，- o- 0 - 第二章o f d m c d m a 的基本原理 9 由式( 2 - 6 ) 可见。m c c d m a 发射机的基带部分具有与逆离散傅立叶变换 ( i d f t ) 相同的形式，可以利用数字信号处理器件来实现。根据发射机与接收机 对偶的特性，m c c d m a 接收机的基带部分也可用离散傅立叶变换( d f t ) 来实 现。这样就免去了正弦波发生器组和相关解调器组，从而使发射和接收机结构大 大简化。这与o f d m 基带处理方法相同。在实际中为了d s p 器件编程的方便，在 系统设计时。，通常取为2 的幂，高效的基4 f f t 算法最常被采用。 为保证正交变换前后的功率一致，m c c d m a 中的d f t 和i d f t 定义如下： ，= 丽1 、善i i7 - - i 砌m 卧，惫砌，卜丽善砌) e x p ( _ ，蒜 咖，= 志。2 0 - ix ( k ) e x p ( j 惫 2 3m c c d m a 的通信链路 ( 0 k n i )( 2 - 8 ) ( 0 ”n 1 )( 2 - 9 ) c u i ) m a 多用户系统的端到端通信分为上行链路和下行链路。上行链路是由移 动用户到基站的信息通道，下行链路是由基站到移动台的信息通道，它们之间既 有区别，又互相联系。 同她c i ) m a 上行链路相比，下行链路各用户的信号在基站发射机同步发送，所 以在移动用户接收端各用户的时间偏差相同；而且由于使用相同的基站载波振荡 器进行上变频，信号的相位误差都相同。然而在m c - c d m a 上行链路中，移动用户发 射机的上变频载波振荡器与发送采样振荡器相互独立，经过的路径也不同因此 用户到达基站的信号具有不同的载波相位误差及时间误差，从这种时频不对齐的 多用户信号中获取所需要的信号难度较大，所以基站接收机结构远比单用户接收 机复杂的多。 当多用户的信道传输函数完全相同且无同步误差时，m c - c d m a 系统上行链路等 同于下行链路的情况。若不考虑信道及噪声的影响，接收的信号可以象上一节那 样完美解调出用户数据，而不会引入多用户干扰及其他干扰。下面我们分别给出 非理想信道情况下m c - c d m a 上行链路、下行链路摸型。 2 3 i m c - c d m a 上行链路 m c c d m a 上_ 行链路移动用户发射机的模块图如图2 3 所示。用户，以速率r ，产生 数据一，在第i 时刻发送。分给用户， 举 j w a l s h 扩展码为c f ，码片速率n 。r ，。扩展 后的| v 。个分量分别在不同载波上调制，载波彼此正交，间隔等于曩。 o f d m c d m a 上行链路同步研究 n ( = n 图2 3m c c d m a 用户发射机模型 在实际系统中通常采用滚降系数为口的方根升余弦滤波器作为发送滤波器， 时间同步不准情况下滚降区域内的载波会受到严重的影响，为避免这种衰落，只 能使用滚降区域外的载波”“。假设有v ，个载波可用，则使用的载波数 ，要满足 n s ( 1 一a ) n ，。在本系统中为分析方便，我们采用滚降系数为0 的滤波器，即不 考虑滚降系数的影响，取n 。= n 。p 将。个码片分量在v ，点ir f t 上调制，产 生的信号序列的后个采样复制到块前端作为循环前缀，以避免弥散信道中连续数 据符号及载波间的干扰。取n 。= n ，+ ，则第，数据块符号采样为 ，= 【s i 、s n 、+ 、，“ ( 2 i o ) 其中 l v 、。，= s ，+ ，+ - ，n = 一，一l 用户l 发送的符号能量归一化为e 。= e l i “。门，则 一、。，= 赝志善等e x 啦珂惫， 陋 式中”= 0 。n 1 - i ，k 上界中的f = n ， 采样序列以l t = r 、n 、的速率送入发送滤波器，传输函数| ) ( 厂) 。可得基带信号： + n 一l s ，( ，) = + ，p ( t 一( i n s + 打) r )( 2 1 2 ) - 一 信号s ，( ，) 上变频至射频信道，获得用户，在信道上传输的实值信号。上行链路 中不同用户经不同信道到达基站，而且发射机载波相位、发送时刻也与其他用户 不同。图2 4 显示了多用户上行链路信道与基站接收机中对应用户，的接收结构。 用户，的信号经过传输函数为只。，( ，；r ) 的信道后在基站接收端同其他用户的 信号叠加，受加性高斯白噪声干扰的叠加信号形成基站接收信号r ( ，) 。噪声实部与 虚部互不相关，具有相同的功率谱密度0 2 。信号，( ，) 通过接收机滤波器后在时 刻，m + 。= ( + i n s ) t 采样。设用户，的相应采样在，。，时刻发送，我们取 。“t = 帆。一t 帆w ，占帆训是基站接收第i 个符号之第疗采样的归一化时间误 差。接收信号中相应分量除噪声影响外，还受到发送、接收载波相位差院，( ，) 一只影 响，其中吼，( ，) 为用户上变频载波相位。只为基站接收机的载波相位。 第二章o f d m c d m a 的基本原理 墨( ，) s ( ，) s m ( ，) 图2 4 多_ ；j 户上行链路与用户，信号的接收结构 假设信道传输函数。( ，；r ) 与载波相位差钆( ，) 一o r 慢变化，则接收滤波器输 出采样为 、+ ，t i 、+ 。= = _ y 、+ ，h q r ( ，、+ 。，、+ 。；，。、+ ，) + “j 、+ ， ( 2 1 4 ) ，+ 。1 ，r t 一， w ，为时刻，。、。的输出噪声，h , q , ( ，。) 为用户，的等效时变信道，传输函数? 1 1 “，( f ：t ，h + ，) = j ，m ，( f ；t 、+ 。) i ，( 厂) j 2 e x p ，( 旃( ，_ 州) 一岛( ，i v 、+ n ) ) e x p 【，2 矿( e h 州，t + t 、，) 】 ( 2 一i5 ) 式中，旃( ，) 是载波相位误差；相位偏移研( ，。、。) 及时间延迟r ，、w 是信道产生的 时变偏移：h ，( 厂：f ) 是发送、接收滤波器传输函数与弥散信道传输函数的叠加。 接收机将接收采样去前缀后送入f f t 解调。解调输出为 几。：告芝 只2 丽i 刍一 善v 丕+ n 篆c - i 专i 等r 砾1 。窆n = o 。n ，善- - 1 e k n - n “。，一m 。“。川 善n 丕+ ”n 乏r - i 箦i 以+ 焘争m ( 2 1 6 ) 为方便表示与分析，我们定义一，可将其看作载波 上传输的c f j q v 、厂再在 f f t 第女载波输出y 。中的分量增益因子， 以，= 瓦1 n 刍- 蓼等( f i 一一，) ( 2 - 1 7 ) 陌 茂 孙志 巨 1 2 o f d m c d m a 上行链路同步研究 - _ r _ _ 一一 若基站采用m m s e 接收机接收，则f f t 输出各路送入均衡器均衡。用户，的均 衡器系数g i 调整第女路载波输出的大小和旋转角度，均衡输出与相应用户扩展序 列相乘并求和，获得送入判决器的信号z 。可推出z ，j 为 钆= n 杀, - i 雨1 妇“* 掣1。， 3 刍丙“晶。 j e l 蘸ee m z 鬻厅- “咄 + 善寿咖j 。丽l “乳。p - 2 _ 惫 蛩+ ”? 砖a 腊- i n , - ik “j c ；, r g 以 ，蛩q 亩善净：“ * 卜 j ，。r ，+ 彬7 “玑w + + 玎饥w + 彬，( 2 - 1 8 ) ，r - 其中- ，= 击誉。，乳i 以 ( 2 - 1 9 ) 式( 2 1 8 ) 中的，。代表了口j 对接收用户，第f 个符号的干扰因子。公式第一项为有 用信号，可进一步分解为均值项e 。，】，零均值抖动，一研，】，主要来源于 同一数据不同码片对应载波问的干扰，定义为白干扰s 【。第= 项( f ，i = ，) 为符 号涮干扰( 1 s 1 ) ，来源于此用户的其他符号。第三项( ，) 代表多用户干扰( uj ) 。 最后一项为加性高斯白噪声的相应变换，均值为零，其方差为 研l 彬】= 0 瓦| n 刍, - i 、。1 3 兰“一， ( 2 - 2 0 ) 当m c c d m a 符号采样块的循环前缀足够长时，即当信道冲击响应k ，q ；t 帆。) 的时长不超过循环前缀的时长与时间偏移的差值时，由循环卷积定理可知，可消 除符号间干扰，即i i 时，吖，= 0 ，从而、，= 0 此时 以 ，n 志7k n * o 加筹亭薹( 杰1 7 7 + 弘一，y1 ”1 哦砥1 “等叫饥。力 ( 2 2 i ) 匾以 匾帐匾以 l 札 巨防厝 第二章o f d m c d m a 的基本原理 g ( ，帆圳) 可看作是用户，的信道、收发滤波器等作用的叠加等效时变滤波器的 频域传输函数在频率k n 。t 的取值。 2 3 2m c c d m a 下行链路 基站发射机结构如图2 5 所示。基站同时发送n 。个用户的信号，发送信号 _ ：、。洲一：釜_ ，( 2 - 2 3 ) 式中，- ，由式( 2 1 0 ) 给出。s ，采样序列以i t = r 、n 。的速率送入传输函数为| i ) ( ，) 的发送滤波器。可得复基带信号s ( ，) ： + j h i s ( ，) = s i n ，+ n p ( t 一( i n s4 - n ) r ) ( 2 - 2 4 ) ，i i - ， 豳2 5 f 行链路基站发射机模型 设从基站到用户，接收机的弥散信道传输函数为丝。( ，厂：r ) ，信号在信道输出 端引入加性高斯白噪声。除噪声外，影响接收信号的还有载波相位差只一谚，( ) ， 其中最是发射机上变频载波相位，谚f ( ，) 是用户接牧机根据估计产生的下变频载波 相位。下行链路信道及用户，接收机如图2 6 所示。 g l 。蠢| 贰 s ( o + 囝2 6 犯一c d m a 下行链路与用户，移动台的接收结构 图2 6 中，n 弓 r a 0 送入接收机匹配滤波器，在时刻，。，= 7 机+ 。+ e 。，r 采 样，其中帆。是采样发送时刻，鼻咐。，是用户，接收机接收第f 个符号之第一采样 4 o f d m c d m a 上行链路同步研究 的归一化的时间误差。假设信道慢衰落，e p e , 一谚，o ) 相对采样间隔慢变化，则接 收滤波器输出采样为下式，w t 、。为噪声， n ，j 1 一i ”。，= s 以。，( ，几。，- - t ”，) + _ ( 2 - 2 5 ) t ，z 一， h , v i ( ，。，) 定义同( 2 1 4 ) 。移除循环前缀后余下的采样送入r ? t 解调。解调输出 一。= 厩n 疆n 蓦鲁以。+ 赤争峨。蛔东i 口：s ， t、 一1 1一 l i k - k w 其中a , ，= 万l p 。 “” 。帅，、，- 。，) ( 2 2 7 ) t 、| l i 曲t t 一f 由于经过相同信道k f ( ，虬。) - 所以a 。r ，。= 爿川信道影响相同。若用户采用 m 懈l 接收机接收，则将，r 输出各路送入均衡器均衡，均衡器系数g 上调整第七路载 波输出的大小和角度。均衡器输出与相应用户解扩序列相乘求和可获得：j 掣1f = ，j2 乙_ 尹q ，既 ；o 、“。 = 肛，+ 防鼽，+ + 、- “，+ 彬， ( 2 2 8 ) 其中- w = 瓦| 强n - i ，盛如。 ( 2 - 2 9 ) 对于足够的循环前缀长度，可消除符号间干扰。即i ，时1 。，= 0 ，从而只。，= 0 ， n ，e h ( 2 - 2 1 ) 导出。 2 4m c c d m a 的信干比 鳖n e ，p j 跚，2 石再s 蔫 仁3 其中，= e f t , 。，川2 ， 心。= e l i ，j 。- e f t , ”】 匾帆 第二章o f d m i c d m a 的基本原理 。= 【i ，- ，w 门，= 警e 眠w 门( 2 - 3 1 ) + - p ，l ，t ，m l1 。o 在a w g n 信道( 。( 厂；r ) = 1 ) 且没有同步错误时，推出接收机滤波器输出采样为 _ ，= 5 + w u ”= 一，n 7 1 ( 2 - 3 2 ) 则f f t 第女路输出y ，。 式中研w 虬+ 。 。，1 = u o a , 。，巧一 2 j 等垂志_ 协。， 式中目彬。彬0 】= m 瞑。点一， 此时增益因子a 。l f = 瓯。谚。，可看出信道对q ，的影响不随符号序号、载波序 号变化。显而易见，此时均衡器均衡系数也与载波序号、时问序号无关：取 g “= g 。则解扩后之，为 盖2 寿融， 2 慝+ 赝争瓦1 跏v , - i ，+ 志鼽南 函，4 ， 上式中，第三项是高斯白噪声噪声，方差为n o 。由正交扩展码性质，第二项 为零，即m l l 为零。此时信干比等于 s i r ，( 0 ，= 瓮。急， 陋，s ， 因子n ，n 。说明了循环前缀的1 。个采样的移除造成的功率效率的损失。 在信道弥散或失同步时，信干比相对s n r ( o ) 有所下降，即信道弥散或同步错 误造成了信干比的衰落。衰落由下式给出 慨，一1 0 1 0 8 习 n 霹n - re 茁, ，( p , 瓦石 但。3 6 2 5m c c d m a 的系统特性 从m c c d m a 的系统结构上看，i f f t 的输入端到f f t 的输出端的结构与 o f d m c d m a 上行链路同步研究 o f d m 相同，m c c d m a 比o f d m 多了将用户数据利用正交码集扩展到多个子信 道的过程，这也可认为m c c d m a 是在o f d m 的基础上增加了一种基于正交码的 多址接入技术。所以在i f f t 和f f t 之间的部分，o f d m 系统的一些现有结论也基 本适用于m c c d m a ，如时域帧同步算法、采样钟同步算法、时域频偏矫正算法 等。 与o f d m 系统类似，m c c d m a 也具有接近矩形的频谱，低功率谱密度，带 外辐射小的特点。由式( 2 2 ) 可见，信号电平数与活动用户数成正比，j ，越大电 平数也越多。因此，在m c c d m a 的数字基带信号中，每子信道上传送的为多电 平的信号。而在o f d m 基带系统中，每子信道上传送的信号电平数较少且是固定 的，如使用4 q a m 或8 p s k 调制，则电平数为l ，使用1 6 q a m 调制，电平数为3 。 这种变化的多电平信号有利于对抗截获，因为这将使m c c d m a 的频谱特性更加 接近白噪声。 当系统中有多用户传输数据时，容易引入多用户干扰m o i ，为保证多用户干扰 能限定在很小的范围内，用户的扩展序列必须小心选择。除滚降系数对扩展因子 ，的影响外，其他个别因素也会影响长度的选择。在实际的系统中，用户分配不 同j 下交扩展码，如w “s h 码，这样可以将小区内m ui 的影响降到最低。对于小区间 用户的干扰抑制，通常使用长队码区分小区用户，也就是小区内用户的扩码由 码与w l ls h 码叠加而成1 。 m c c d m a 上行链路相对下行链路来讲，由于在接收端形成叠加信号的多用户 分量的符号到达时问、载波频率相位互相参差，即使基站能够无偏的估计出某个 用户的同步误差并将此用户的时频偏移完全消除，也无法同时消除其他用户时频 偏差带来的影响，所以同步误差对性能的影响远大于下行链路，这一点我们在下 一章进行讨论。而且多用户信号的这种时频参差使传统的同步估计算法失效，所 以上行链路同步具有挑战性，我们将在第五章对其进行重点研究。 除此以外，并行体制固有的一些技术在m c c d m a 中也很重要。如信道估计、 降低峰平比、前向纠错编码等。 第三章同步误差对m c c d m a 上行链路的影响 第三章同步误差对m c c d m a 上行链路的影响 本章我们以研究m c - c d m a 传输中的同步误差对系统性能的影响。重点讨论 m c c d m a 上行链路中基站接收机与用户发射机