（通信与信息系统专业论文）配网监控逆变电源设计.pdf

武汉理工大学硕士学位论文 摘要 本论文主要介绍了一种配网监控逆变电源的设计方法。该逆变电源是一个功 能独立的模块，安装在配网监控产品中，当外部交流电源停止供电后，通过该逆 变电源对系统内部1 2 v 蓄电池的电能进行变换，为整个配网监控系统提供稳定 的交流后备电源。 本论文根据逆变原理，在充分考虑目前不同的开关电源拓扑结构特点的基础 上，对d c ( 1 2 v ) a c ( 2 2 0 v ) 逆变器进行设计和试验研究，以期实现逆变器 的高效率、高品质输出。主电路设计中，采用了一种新型的d c d c 推挽正激电 路，使1 2 v 低压直流电转换为3 2 0 v 高压直流电，并选用s g 3 5 2 4 芯片产生p w m 调制信号。d c a c 系统采用能输出较大功率的全桥式逆变结构作为主电路拓扑 结构，使用i g b t 作为功率元件，驱动电路采用专用驱动芯片t l p 2 5 0 ，并通过 s g 3 5 2 4 产生s p w m 调制信号。采用了极点配置的p i d 控制器的设计方法。在逆 变器的设计过程中介绍了包括d c d c 推挽正激电路设计；d c a c 全桥电路设计； p w m 调制电路设计；s p w m 信号发生器设计；m o s f e t 管驱动电路设计；i g b t 驱动电路设计；d c d c 输出滤波器设计；d c a c 输出滤波器设计等。还介绍了 逆变器的保护电路设计，包括过压保护电路；过热保护电路；蓄电池保护电路； 功率m o s f e t 管保护电路；p i d 控制电路等。 结果表明，通过减小开关元器件的导通损耗、开关损耗、驱动损耗，以及通 过系统整体的协调控制，能够有效的提高逆变效率。新型d c d c 升压变换器和 d c a c 全桥式变换器组成的逆变系统具有相对更优良的特性，能实现较高的逆 变效率。 关键词：逆变器，调制，p i d 控制器，电磁兼容，保护设计 武汉理工大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h i sd i s s e r t a t i o ni n t r o d u c e sad e s i g no fd i s t r i b u t i o nn e t w o r km o n i t o ri n v e r t e r p o w e r t h i si n v e r t e rp o w e ri sa ni n d e p e n d e n tm o d u l e ，i n s t a l l e di nt h ed i s t r i b u t i o n n e t w o r km o n i t o rp r o d u c t w h e nt h ee x t e r n a la cp o w e ri sc u to f f , t h ei n v e r t e rw i l l s u p p l yt h es t e a d ya cp o w e rf o rt h e d i s t r i b u t i o nn e t w o r km o n i t o rs y s t e mb y t r a n s f o r m i n gt h ei n t e r n a ll2 v d cs t o r a g eb a t t e r y b a s e do nt h ed i f f e r e n ts t r u c t u r e so fi n v e r t e rp o w e rs u p p l y , t h i sd i s s e r t a t i o n s t u d y sd c ( 1 2 v ) a c ( 2 2 0 v ) i n v e r t e rt og e tah i g he f f i c i e n c ya n d o u t p u tw a v e f o r m q u a i i t yi n v e r t e r i nt h em a i nc i r c u i t ，t h i ss y s t e mu s e san e wt y p eo fp u s h p u l lf o r w a r d d c d cc i r c u i tw h i c ht r a n s f o r m st h e12 vl o wd ct o3 2 0 vh i g hd c ，a n da d o p t s s g 3 5 2 4c h i pt og e n e r a t eap w mm o d u l a t e ds i g n a l t h i sd c a cs y s t e ma d o p t sf u l l b r i d g ei n v e r t e r , a n du s e si g b t a ss w i t c h i n gt u b e ，a n du t i l i z e st h es p e c i a lc h i pt l p 2 5 0 a sad r i v e rt og e n e r a t ea s p w mm o d u l a t e ds i g n a lb ys g 3 5 2 4 t h ed e s i g nm e t h o do f p i dc o n t r o l l e rb a s e do np o l e a s s i g n m e n ti sp r o p o s e di nt h i sd i s s e r t a t i o n i nt h ed e s i g n p r o c e s so ft h ei n v e r t e r , t h ed i s s e r t a t i o ni n t r o d u c e st h ed c d cp u s h p u l lf o r w a r d c i r c u i t ；d c a cf u l lb r i d g ei n v e r t e r ；p w mm o d u l a t i o nc i r c u i t ；s p w ms i g n a l g e n e r a t i o nc i r c u i t ；m o s f e ta n di g b td r i v e rc i r c u i t s ；d c d ca n dd c a co u t p u t f i l t e r s t h ed i s s e r t a t i o na l s oi n t r o d u c e ss o m ep r o t e c t i v ec i r c u i t ss u c ha so v e rv o l t a g e p r o t e c t i v ec i r c u i t ；o v e rt h e r m a lp r o t e c t i v ec i r c u i t ；s t o r a g eb a t t e r yp r o t e c t i v ec i r c u i t ； m o s f e t p r o t e c t i v ec i r c u i ta n dp i dc o n t r o l l e rc i r c u i t t h et r a i ls h o w st h a tw i t hd e c r e a s i n gt h eb r e a k o v e rl o s s ，s w i t c h i n gl o s s ，d r i v e r l o s so fs w i t c h i n gc o m p o n e n t s ，a n dt h ec o o r d i n a t i v ec o n t r o l l i n g ，t h ee f f i c i e n c yw i l lb e i m p o r t e de f f e c t i v e l y t h ei n v e r t e rs y s t e mw h i c hi sm a d eu po fan e wt y p eo fd c d c s t e pu pt r a n s f o r m e ra n dd c a cf u l lb r i d g et r a n s f o r m e rh a ss o m ee x c e l l e n tf e a t u r e s ，i t c a na c h i e v eh i g ht r a n s f o r n le f f i c i e n c y k e y w o r d s ：i n v e r t e r , m o d u l a t i o n ，p i dc o n t r o l l e r , e m c ，p r o t e c t i v ed e s i g n l i 武汉理工大学硕士学位论文 独创性声明 本人声明，所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人 已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得武汉理工大学或其它教育机构的 学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已 在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 关于论文使用授权的说明 本人完全了解武汉理工大学有关保留、使用学位论文的规定，即学校有权保 留、送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公布论文的全部或部 分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 签名： 武汉理工大学硕士学位论文 1 1 逆变技术概述 第1 章绪论 近十年来，逆变电源因其性能优越而日益受到人们的关注，并广泛地应用 于功率因数补偿、电能回馈、有源滤波等电力电子领域。特别在电力配网和车 载系统中倍受青睐。 逆变技术是一门发展比较成熟的技术，已在生产实践中得到广泛应用。但是， 近年来，随着逆变器应用领域的拓展及其相关技术的发展，对逆变技术提出了新 的要求。首先，随着光伏发电、风能发电和燃料电池发电等新发电技术的快速发 展，逆变器在这些应用领域也得到进一步的拓展。配合新的发电装置使用并不能 把原有的变换技术做简单的移植，新的发电装置有各自独特的工作特性，为适应 这些特性，建立逆变器与新的供电装置的兼容性，需要在原有逆变技术的基础上 做出新的研究。其次，随着新的电力电子器件的出现、新魄电路拓扑的发展、新 的调制方法的研究应用、控制计算机性能的提高和应用领域的扩展，逆变技术也 呈现出高频化、数字化、智能化和高电压大电流化等新的发展趋势，这更加剧了 逆变器的电磁干扰( e l e c t r o m a g n e t i ci n t e r f e r e n c e ，e m i ) 问题，如何利用数字化 控制器快速、精确的计算功能，以及如何应用新的调制技术降低逆变器e m i 水 平、提高系统的电磁兼容性( e l e c t r o m a g n e t i cc o m p a t i b i l i t y ，e m c ) 成为新的待 解决的问题。 逆变器是应用电力电子( p o w e re l e c t r o n i c s ) 器件，将直流电能变换为交流 电能的一种静止变流装置，完成此功能的电路则称为逆变电路，实现此过程的装 置叫做逆变设备或逆变器，它与整流是相对应的概念【l 】。 采用逆变技术是为了获得不同形式的电能，具有很多的优点： ( 1 ) 灵活调节输出电压或电流的幅度和频率，如交流电动机的变频调速； ( 2 ) 将直流电转换成交流电或其他形式的直流电，如d c d c 变换器； ( 3 ) 减小用电设备的体积和重量，节省材料； ( 4 ) 高效节能； ( 5 ) 动态响应快，控制性能好，电气性能指标好； ( 6 ) 保护快。 武汉理工人学硕十学位论文 随着电力电子技术的高速发展，大量大功率开关器件相继出现，电力电子技 术可以满足各行各业对逆变技术的需求，逆变技术的应用领域越来越广泛： ( 1 ) 以直流发电机、蓄电池为主的直流电源的逆变场合； ( 2 ) 不间断交流电源的供电场合； ( 3 ) 新能源的开发和利用，太阳能、风能等可再生能源的并网逆变场合； ( 4 ) 开关稳压电源和专用电源，开关稳压电源有良好的稳压性能、体积小、 重量轻； ( 5 ) 交流电动机的运动控制场合。变频调速技术在许多场合有广泛应用， 如机床、风机、机车牵引、电梯、空调等。 逆变技术应用领域广泛，除了上面介绍的几点外，还可用于航天、化工、业 控制、机器人、军工等众多领域。 1 2 现代逆变技术的发展方向 ( 1 ) 大功率开关器件的研发【2 】：大功率开关器件及其应用技术是现代逆变 技术发展的基础，大功率开关器件的发展进程主要表现在以下几个方面：一 1 ) 从强迫关断发展到自关断； 2 ) 从中、小容量发展到大容量、超大容量； 3 ) 开关频率从几k h z 发展到近1 0 0 m h z ； 4 ) 向集成化、多功能化的发展方向。 目前，m o s f e t 、i g b t 、g t o 、g t r 等在逆变电路的开关器件的选用中占 有优先地位，但s i t 、s i t h 、m c t 等新型开关器件正在研发和推广，必将取代 m o s f e t 、i g b t 、g t o 、g t r 等。 ( 2 ) 提高逆变器的变换效率：提高逆变器的变换效率，即降低逆变器的损 耗。逆变器的损耗主要包括开关损耗和驱动损耗。驱动损耗是由功率开关管的栅 极特性决定的，而开关损耗是由功率开关管的控制方式决定。开关损耗是电压与 电流波形的交叠而产生的，它随开关频率的提高而急剧增加。 当前，技术人员投入大量精力对软开关控制方式和软开关电路进行研究和实 践，其目的之一就是要提高逆变器的变换效率，按控制方式。软开关技术【3 卅可 分为脉冲宽度调制、脉冲频率调制和脉冲移相调制三种控制方式。软开关技术研 究重点为： 1 ) 新型的软开关控制方式； 2 武汉理上人学硕士学位论文 2 ) 适用于不同软开关控制方式的控制电路的集成化； 3 ) 变换效率高的新型软开关电路。 ( 3 ) 提高逆变器的工作可靠性和电磁兼容性：由于逆变系统可做到超大容 量，并且功率开关的状态变换会对电网和外部电子设备产生电磁干扰，所以可靠 性设计和电磁干扰设计显得尤为重要，它关系到逆变技术的发展。 电磁兼容性是指装置、设备或系统在特定电磁环境中能正常工作，并且对环 境中的其他装置、设备或系统不造成电磁干扰的能力。实现逆变器e m c 的技术 措施有两种： 1 ) 尽量减少逆变器本身所产生的干扰源，利用抑制干扰的方法或使用产生 干扰最小的元器件和电路，并进行合理布局； 2 ) 通过接地、屏蔽和滤波等技术抑制逆变器产生的干扰或提高逆变器抗干 扰能力。抑制逆变器干扰和提高逆变器抗干扰能力的主要方法： 降低d u d t 或d i d t ：这是抑制逆变器产生e m c 的主要手段，目前已有谐 振式、准谐振式、p w m 控制的软开关功率逆变器。 采用压敏电阻来吸收浪涌电压：由于压敏电阻的响应时间仅有几个纳秒， 并且没有放电延迟现象，所以压敏电阻能吸收上升很陡的浪涌电压，也能抑制浪 涌电压引起的e m i ，并能保护逆变器中的半导体器件。 缓冲器( 阻尼网络) 抑制尖峰电压：在逆变器中，功率开关管导通瞬间， 高频变压器或储能电感中会出现大的电流，在功率开关管过激励时，将在高频变 压器的原边产生尖脉冲，重则有可能击穿功率开关管。解决办法是在功率开关管 的集电极( 漏极) 和发射极( 源极) 之间接一个r c 缓冲( 也叫r c 串联阻尼网 络) 或阻尼电容器，可达到抑制尖峰电压的效果。阻尼电容器也可并联在高频变 压器原边绕组上。 另外，在功率开关管关断时，高频变压器的漏感会使功率开关管的集电极( 漏 极) 和发射极( 源极) 之间出现电压过冲。由于漏感、引线电感、分布电容的存 在，将在电路中产生振铃噪音干扰。为了避免高频变压器漏感造成电压过冲，在 设计和制造变压器时，应尽可能地减小漏感和分布电容，并保证在正常工作状态 下不发生磁饱和，除选用高导磁材料、高居里点磁芯以及采用紧耦合的线圈绕制 工艺外，还可以在变压器原边绕组上并联一个由二极管和r c 组成的缓冲电路， 用以阻尼变压器次级绕组的振铃噪音。 用软恢复特性二极管抑制高频噪音：能将反向电流迅速恢复为零的二极管 叫硬恢复特性二极管，这种二极管在变压器漏感和其他分布参数的影响下，将产 武汉理工大学硕十学位论文 生较强的高频噪音干扰，其频率可达几十兆赫兹。为了减小高频噪声干扰，可选 用具有软恢复特性的二极管，同时也可在整流二极管上并联一只几百皮法到几万 皮法的电容器。所谓的软恢复指的是在二极管反向恢复的过程中，电压、电流的 变化是平缓的，没有出现任何振荡或过冲现象。具有软恢复特性的二极管在开关 电路中的应用时，将不需要任何的吸收电路。 1 3 研究意义及目的 电能是当今最重要的能源形式之一，在所有的能源资源中，电能是使用最方 便，使用范围最广的清洁能源，而逆变技术是电能得以利用的关键技术之一。随 着电力电子技术的迅猛发展，逆变技术广泛应用于航空、航天、航海等国防领域 和电力系统、交通运输、邮电通信、工业控制等民用领域。特别是随着石油、煤 和天然气等主要能源日益紧张，可再生能源的开发和利用越来越受到人们的重 视，而可再生能源应用的关键技术同样是逆变技术。逆变器能将太阳能、风能、 生物能等其可再生能源转化的直流电能转换成可以被我们使用的交流电能。 为解决电力配网后备电源问题设计一款逆变电源，该逆变电源是一个功能独 立的模块，安装在配网监控产品中，当外部交流电源停止供电后，通过该逆变电 源对系统内部1 2 v d c 蓄电池的电能进行变换，输出2 2 0 v a c 的交流电压，为整 个配网监控系统提供稳定的交流后备电源。 工频逆变器技术成熟，性能稳定，过载能力强，但体积庞大、笨重；高频逆 变器是近五六年在市场上的新星，它技术指标优越、效率很高、尤其是体积小、 重量轻、高功率密度，都是现代电力电子所倡导的，现在业已抢占了中小功率逆 变器一半以上的市场。从技术发展和生产成本来看，高频逆变器取代工频逆变器 将是大势所趋。本课题旨在研究一款满足工程应用的电力配网监控逆变电源。 4 武汉理一i ：人学硕+ 学位论文 2 1 引言 第2 章逆变原理分析 根据逆变器变换的级数，可以将其分为两大类：一类是单级系统，该类系统 只通过一级功率变换装置产生交流电；一类是多级系统，该类系统通过两级或多 级功率变换产生交流电。 单级系统的框图如图2 1 所示。对于这种拓扑结构的单级系统，蓄电池经过 一级l c 滤波后接工频d c a c 变换器，仅采用一级功率变换，电路结构简洁， 使用的功率器件少，效率相对较高。 多级系统目前应用的比较多，图2 2 是两级结构的逆变器发电系统，蓄电池 经一级d c d c 变换后接d c a c 变换器。由于d c d c 变换器的拓扑结构种类较 多，所以两级结构的发电系统的拓扑结构也很多。经过稳压后的直流电压比较稳 定，对d c a c 变换器的功率器件和控制要求降低。如果需要隔离，可以在d c d c 变换器这一级使用高频变压器隔离，这样避免了工频变压器，减小了系统的体积 和重量。 工缓递交荔 篷曩 燃荔 叉 警 萋 c ， 誊 蓑誓 图2 1 单级系统的框图图2 2 多级系统框图 本论文的整个逆变器的结构框图如图2 3 所示。 图2 - 3 逆变器结构框图 5 武汉理一 = 大学硕十学位论文 2 2p w m 信号分析 2 2 1p w m 波形数学分析 所谓脉宽调制( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ，p w m ) 技术【5 1 ，就是在周期不变 的条件下，改变脉冲波形的宽度( 占空比) 。p w m 技术是利用微处理器的数字 输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到 功率控制与变换的许多领域中。p w m 控制技术一直是逆变技术的核心技术之一。 采用p w m 方式构成的变换器，其输入为固定不变的直流电压，可以通过p w m 技术在同一变换器中既实现调压又实现恒频。这种变换器，简化了主回路和控制 回路的结构，因而体积小、重量轻、可靠性高，又因为它集调压、恒频于一身， 所以调节速度快、系统的动态响应好。此外，采用p w m 技术不仅能提供较好的 变换器输出电压和电流波形，而且提高了变换器对交流电网的功率因素。 通过图2 4 所示的典型波形来对比说明p w m 技术抑制谐波的原理。 u l u 如 0 场 u 1 u 而 0 u h l |i 。竹翟 卫 5 n 6 下 图2 4 ( a ) 交流矩形波图2 4 ( b ) 单脉冲p w m 波 图2 4 ( a ) 中矩形波与图2 4 ( b ) 中单脉冲p w m 波均属奇函数，而且具有 半波内对称的性质，因此他们可以用一个傅立叶级数展开式( 2 1 ) 来表达： u ( t ) - 善挈m ( - 1 ) k + 1 c o s n 仪一n n 叭 ( 2 。1 ) 式中：u 。脉冲波的幅值 n 谐波次数 k 波形斩断次数 0 【。第k 次斩断时相应的角度 对于图( a ) 情况，仅= a ，= = 0 ，由式( 2 1 ) 推出： u ，( t ) _ 芝删- - 。兀- - 4 u ms i n n t ( n - 1 ，3 ，5 ，) ( 2 - 2 ) 其基次和各次谐波的幅值分别为：u l n a = - 昙u 。，0 3 m 三u 。，u ，。= 磊4u 。， 6 武汉理t 大学硕士学位论文 对于图( b ) 情况，0 = o r , ：= = 导，由式( 2 1 ) 推出： o u ：( t ) = 喜熹u m c o s 詈s i n n t ( n - 1 ，3 ，5 ，) ( 2 3 ) 其基次谐波和各次谐波的幅值分别为：u ，。：坐u 。，u ，。：0 ，u ，。：坐， 比较上述两种情况各次谐波的幅值可以看出，单脉冲p w m 波的3 n ( n _ l ， 2 ，n ) 次谐波分量的幅值为零，而交流矩形波各次谐波都不为零，因此，单 脉冲p w m 波的谐波成分相对较少。当一个周期内使用多个p w m 脉冲产生交流 电时，谐波含量更少。所以，只要利用p w m 技术控制输出电压波形，就能使谐 波成分明显减少。 p w m 逆变技术的发展主要集中在三个方面： ( 1 ) 如何提高逆变器直流侧电压利用率； ( 2 ) 在输出基波电压不变的前提下，如何尽可能消除谐波： ( 3 ) 如何改善控制性能。 2 2 2 占空比原理 占空i ：g d 定义为功率开关导通时间l 与开关周期t 的比：d = t o n t 。在双端 双路交错正激变换器中，对于每一路，输入电压最低u ；。抽时最大占空比约为0 4 5 ， 每路变压器在4 5 时间内传输功率，传输总功率的一半【7 】。而对输出滤波电感占 空i ：l 贝l j 为0 9 。半桥电路工作于最低电压时，占空比接近9 0 ( d = 0 9 ) 。变压器 在9 0 的时间传输功率，9 0 时间电压脉冲加在输入滤波器上等等。但对于单个 功率开关和单个整流器，总是交替导通，占空比仅4 5 。输出滤波器可以看成 d = - 0 5 1 o 0 5 t = t o t 。在整个电源设计中，应保持d 的定义一致。 正激或推挽类变换器稳态时，当输入电压变化时，反馈控制电路根据输入电 压的变化反比改变占空比d ，以维持输出电压的稳定。 u , t o 。：半：学 ( 2 - 4 ) l 。i s 式中为开关频率。当输出电压恒定时，稳态情况下变压器线圈上的伏秒为 常数，与电网电压和负载电流无关。当输入电压最低( u 赫) 时，占空比最大， 还要考虑到以下对最大占空比的限制： ( 1 ) 根据输出电压调节范围，在输入电压最低时应保证输出最高电压，即 7 武汉理t 大学硕十学位论文 最大占空比。在最高输入电压、轻载时最小占空比； ( 2 ) j 下激变换器的变压器，在每个开关周期中导通磁化后必须使磁芯复位。 如果复位反向电压被u ；箝位，同时复位线圈与初级线圈匝数相等，必须限制最 大占空比小于5 0 ，因为复位所需时间等于导通时间，同时还应当加上功率开关 的关断延迟时间。在推挽类变换器中( 桥式，半桥，推挽) 占空比接近1 0 0 ， 在互补开关转换时关断延迟使得开通与关断晶体管共导通，必须设置死区。占空 比应小于1 ； ( 3 ) 实际电路中，存在整流二极管压降，初级和次级线圈电阻，滤波电感 电阻以及功率开关压降，也影响极限占空比d ，佃选择； ( 4 ) 如果在低输入电压u ；正好达到最大占空比极限值d 。，当出现突加负 载时，调节器没有备份的伏秒能力，不能响应负载的突变，造成电压较大的跌落。 因此希望d 一 d i i m ； ( 5 ) 在电源启动或突加负载时，瞬时造成输出电压跌落，反馈电路将占空 比推向d 。由于输出滤波电感限制了输出电流的上升率，以致于在好几个开关 周期工作在极限d 。衲。如果输入又是最高电压d 缸，变压器伏秒比正常大几倍， 即磁通变化量比额定变化量大几倍，可能使磁芯饱和。 2 3d c a c 逆变桥数学模型 s p w m ( s i n u s o i d a lp w m ) 法是一种比较成熟的，原理是冲量相等而形状不 同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同【8 。9 1 。s p w m 波形控制逆 变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在 相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电 压的频率和幅值。 如图2 5 所示的正弦半波，若把波形按时间划分成n 等分，正弦半波可视为 由n 个彼此相连的脉冲组成的波形。这些脉冲的宽度均为兀n ，但幅值不等， 且是按正弦波规律变化的曲线。当n 足够大时，脉冲的顶部可近似为直线，脉 冲的面积与脉冲中点所对应的正弦函数值成正比。把上述脉冲序列用相同数量 的、等幅的、宽度按正弦规律变化的并且中点和相应正弦等分中点重合的矩形脉 冲序列来代替，那么矩形脉冲和相应正弦部分面积( 冲量) 相等效果相同的原理， p w m 波形和f 弦半波是等效的。要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变 各脉冲宽度即可。但是，正弦函数的计算很繁琐，较为实用的方法是采用调制的 方法，即把所希望的波形作为调制信号u ，把接受调制的信号作为载波u ，通 8 武汉理：l 人学硕士学位论文 过对载波的调制得到所期望的s p w m 波形。 ui l ：i- ii i 翼霪 l ll国 i - 图2 5 用s p w m 波代替正弦半波 通常采用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系 且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波形相交时，加在交点时刻控 制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符 合p w m 控制的要求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是s p w m 波形。 一般根据三角载波在半个周期内方向的变化，可以分为两种情况：如果三角载波 在半个周期内方向只在一个方向变化，所得到的s p w m 波形也只在一个方向变 化的控制方式称为单极性s p w m 控制方式。如果三角载波在半个周期内的方向 在正负两个方向变化，所得到的s p w m 波形也是在两个方向变化的，这时称为 双极型s p w m 控制方式，如图2 6 所示。 逆变器的主电路结构形式多种多样，有全桥型、半桥型及推挽型等。中小容 量逆变电源多采用半桥式逆变器结构，结构简单，控制方便。大容量逆变电源一 般采用全桥式和推挽式逆变器结构。为了滤除高次谐波，逆变桥后级均接有l c 滤波器。小容量逆变电源因为输出容量小，电压和电流不大，因此开关器件多选 用功率m o s f e t 管。而大容量正弦波输出的逆变电源因其电压电流一般都比较 大，因此多采用i g b t 作为它的开关器件。 9 武汉理一 人学硕十学位论文 u 龇晰删蟛唑 1 1删! 丁c h i t l h 几l6 噬 i 。 l i2 丁【 8 u i ，”t晰力aaaaaaaaaat 唑 1 vvvvv 1vvvvv 州 图2 6 ( a ) 单极性s p w m 波形图2 6 ( b ) 双极性s p w m 波形 为便于控制器的设计，首先必须建立单相s p w m 逆变器合理的数学模型【i0 1 。 d c a c 逆变电路采用全桥式结构，并采用i g b t 作为开关器件，控制技术采用 正弦脉宽调制( s p w m ) ，输出5 0 h z 正弦波。如图2 7 所示。图中u 。为直流母 线电压，v 为逆变器输出电压，v 为电容两端电压，i 。代表负载电流。滤波电感 l 与滤波电容c 构成低通滤波器，r 为滤波电感的等效电阻。电压v 是幅值为+ e 或一e 的电压脉冲序列。工程中采用状态空间平均法分析此模型，它是在一个 开关周期内用断续变量的平均值代替其瞬时值，这种平均化近似处理的前提条件 是逆变器输出l c 滤波器的截止频率相对开关频率足够低，这一点在s p w m 逆 变器中是自动满足的，因为l c 滤波器的作用就是滤除开关频率及其以上频率的 谐波。由图2 7 可以列出方程组( 2 5 ) ： 将逆变桥输出电压、和负载电流i 。看作系统的两个输入量，电容电压v c 作为 系统输出，则可以得到逆变器的状态空间表达式( 2 6 ) ： l o a 1 0 b 1 0 h 0 d i o曲i o 珊 。 刷 譬 s a 1 0 b 1 0 隐 o u 吣。 。心。 o m o 删 0 k 一c一l 吒 卜弘* = 一一 盟m札一出 武汉理上人学硕士学位论文 ( 玲 y = ( 1 o 土 c lr 、ll 。，( 渤 ，、 1 u一一 c ! o l ( 2 6 ) 式中v = e m s i n t o t ，m 为调制比即正弦调制波和三角载波的幅值之比。显 然，这是一个双输入、单输出的二阶线性系统。逆变桥输出电压v ：为控制输入， 负载电流i 。为扰动输入。由式( 2 - 6 ) 可以推导出双输入同时作用时系统的s 域 输出相应关系式( 2 7 ) 及方框图如图2 8 ： v c ( s ) = 面+ 面- 瓦( l s 丽+ r ) 鬲i o ( s ) ( 2 - 7 ) = g l ( s ) v ；( s ) + g d ( s ) i 。( s ) 图2 7d c a c 全桥变换电路图2 8 单相逆变器主电路方框图 2 4 单极性s p w m 波形分析 s p w m 信号产生方法有模拟式或数字式两种方法，一般来说模拟式s p w m 一般采用自然采样法其硬件电路主要由三角波发生器正弦波发生器比较器等构 成；而数字式s p w m 产生的方法主要是由数字电路或微机定时产生，它一般采 用自然采样法或等面积算法通过离线计算出触发脉冲的开关点，其开关点是用严 格的数学方法得到的并存于储存器中用查表的方法来完成开关器件的触发。 等面积算法【i 卜1 2 】是把一个正弦波半周期分为n 等份，每一等份的正弦曲线 所包围的面积都用与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲中的中点与正 弦波每一等份的中点重合。这样，由n 个等幅而不等宽的矩形脉冲所构成的输 出波形u 。就与正弦波u 等效。 武汉理工大学硕士学位论文 u u b u f n $ i n t ，、 吐 l y 。 一 l l 眦 uul j 一 图2 - 9 单极性s p w m 电压输出波形图2 1 0 单极性等面计算法原理图 单极性s p w m 电压输出波形如图2 - 9 所示，为说明建立数学模型的原理， 将图中第k 个区间放大，如图2 1 0 所示。将半波n 等分( n 为3 的倍数) ，则每 份为x l n 弧度，设脉冲高度为u ，脉冲宽度为a l 【，设u = u m s i nc o t f u o 。( k ) x o 。f r ( k ) ，x 8 u = u m s i n m t u 。= 0 其它 ( 2 8 ) 【一u o 。( k ) x 。f r ( k ) ，x 2 8 则根据等面积算法原理有： u = u m 旺s i n o t d ( m t ) k = l ，2 ，3 2 n ( 2 9 ) 。f “ 解得“= 百u m ( c o s ( 导矿c o s 争 设矩形脉冲得中点位于l 气冗吾兀l 得中点，则脉冲得第k 个开关角为： o 。( k ) = i 1 ( 笔7 【一8 k ) ； 开通时刻： t 。( k ) = o 。( k ) 赢t 。关闭角： 。讲( k ) = j 1 ( 掣兀+ 6 k ) ；关闭时刻：t o 仃( k ) = 。仃( k ) 石t 。 2 5 影响s p w m 波形失真因素 2 5 1 输出阻抗 采用l c 低通滤波器的s p w m 逆变电源，可用图2 一1 1 等效表示。u 为逆变 桥输出高频s p w m 波，r 为负载，r 表征了多种阻尼的综合效应，包括开关器件 通态电阻、死区效应、线路阻抗、滤波电感等效串联电阻等，一般在1 q 以下。 1 2 武汉理t 大学硕十学位论文 i 。 图2 1 1 逆变电源电路 将电压源u 置零，可得电源输出阻抗为： z 。=圭( s l + r ) 趸1 + ( s l + r ) ：；兰兰! f ： j 竺兰! ； ( 2 1 0 ) = 一l= 一 2 ：- s 2 l c + r c s + i i s ：j 曲 r c j o + 1 一2 l c 由式( 2 1 0 ) 可知，逆变器的输出阻抗不为零，且在谐振频率c o 。附近的值很 大。因此，当逆变电源给负载供电时，负载电流将在输出阻抗上形成压降，对非 线性负载来说，其谐波成分将引起电源输出端电压的畸变。这是非线性负载电流 引起逆变电源电压波形畸变的内在原因。 2 5 2 死区效应 由于逆变电源具有非线性特性，它将使输出电压和电流受到很大的影响，因 此分析逆变电源的非线性特性对于逆变电源的研究非常重要【l 引。在p w m 和 s p w m 变换器中常遇到以下几种问题：( 1 ) 晶体管同时导通；( 2 ) 容性负载问 题；( 3 ) 集电极或尖峰电压问题；( 4 ) 开关转换过程中高电压、大电流的重叠现 象；( 5 ) 变压器工作点沿磁滞回线垂直漂移；( 6 ) 开关噪声电压问题等。而逆变 器的非线性特性主要来源于功率器件的触发死区( d e a d t i m e ) 、开关不理想以及 寄生电容的存在。设置死区是为了避免逆变器的同一桥臂的两个功率器件因同时 导通而短路，从而加入了一段触发时间滞后。开关不理想主要有导通压降、导通 延迟以及开关滞后。寄生电容的存在限制了输出电压的上升和下降速度，使输出 电压成梯形波。死区属于人为因素，不能消除，只能用其他方法加以补偿。 s p w m 逆变器虽然以输出波形接近正弦波为目的，但实际输出波形中仍然 存在着谐波分量，其中最主要的原因是开关器件不是理想元件，它们都存在导通 时延与关断时延。因此，为了防止逆变器同一侧的功率器件同时导通，就得在两 个功率器件的触发脉冲之间加入一段死区，而死区的加入使s p w m 逆变器的电 压输出波形谐波分量加大。单个脉冲不足以影响系统的性能，但连续考虑一个周 期的效应，死区的积累足以使输出电压受到影响，特别是开关频率比较大的时候。 1 3 武汉理t 大学硕十学位论文 为了防止逆变器的开关管直通，必须设置开关管的死区，然而死区的存在使 得实际逆变器输出s p w m 波形与理想s p w m 波形之间存在差异，两者之差是一 组包络线为方波、极性与电流方向相反、幅值为e 、宽度为死区时间t d 的电压脉 冲序列。死区的存在影响输出电压的基波分量，导致基波幅值下降，同时死区还 给输出电压引入谐波，对其进行傅立叶分解可得到低次谐波。l c 滤波器是按照 滤除开关频率及以上频率的谐波设计的( 理想的s p w m 波形除含有载波频率及 载波的倍频附近的高次谐波外，低次谐波几乎不存在) ，它对由死区引入的低次 谐波无法进行有效衰减，于是就造成了逆变器输出波形的畸变。死区的存在导致 了基波幅值的下降和低次谐波的增加，但是当死区时间很短，且载波频率足够高 时，s p w m 逆变器可看成近似理想的逆变电源。 假定开关频率远大于基波频率，输出电流为正弦波，每一死区时延引起的电 压误差近似相等。在这些假定条件下，死区时间对基波电压的影响可用电流正负 半周的平均电压误差表示。设一个基波周期t 内的开关数为n ，则输出误差电压 在一个周期内的平均值为： v - s 罕v d 式中：v d 为直流电压源得幅值；n t d 为一个基波周期内总得死区时间。从式 ( 2 1 1 ) 可见，电压损失v 与电流幅度无关，但与电流方向有关，与死区时间1 ：l 和开关频率( n t ) 成正比，或和n t d 与基波周期t 得比值成正比。 图2 1 2 ( a ) 死区基波误差波形图2 1 2 ( b ) 平均误差电压波形 平均误差电压对逆变器的影响波形如图2 1 2 所示。图2 1 2 ( a ) 中，v f 为理 想基波( 无死区作用) 。若负载为感性，则设电流滞后v r 的角度为巾，平均误差 电压v 如图2 1 2 ( b ) 所为示为矩形波，分解后的基波为a v ；，其有效值v 为： v i ：堑v ( 2 一1 2 ) 7 【 这样，实际基波电压v ；为理想基波v r 与误差基波a v i 的迭加，也就是图2 1 2 1 4 武汉理工人学硕士学位论文 ( a ) 所示。从图中很容易看出，叠加后的实际基波电压与理想基波电压在幅值 和相位上均有差异。在s p w m 调制系统中，理想基波有效值为： v r = m 羞 ( 2 1 3 ) 式中：m 为电压调制深度。 电流i 与v ：之间的相位差为巾，即为负载功率因数角。由余弦定理可得： = k c o s ( l , ) + l 一( k s i n ( 巾) ) 2 ( 2 - 1 4 ) v r 式中：k = a v , v , ，由式( 2 1 1 ) ，( 2 1 2 ) ，( 2 1 3 ) n 得： k ：坠堕( 2 1 5 ) 兀，i m 根据上面式子，可得出实际输出电压基波幅值与调制深度m 、开关频率 ( n t ) 、功率因数角巾以及死区时间1 ：l 之间的关系。 在相同的功率因数下，基波电压随着m 的减小而减小，当m 小到一定程度 时，基波电压下降到零，此时，死区效应完全将基波电压抵消掉。而在同一调制 深度下，基波电压则随着功率因数的增加而减小。功率因数角越小，就意味着功 率因数越大，基波电压下降越多，死区效应越大。因此，死区时间对高功率因数 的逆变器影响更大。当开关频率增加时，基波电压下降的速率增大。因为开关频 率增加，误差电压也增大。而死区时问引起基波和第一边带之间的奇次谐波分量； 低次谐波的幅值随死区时间的增大而线性增加；边带族的谐波幅值也随死区时间 的变化而变化。在边带族谐波次数升高，其它低次谐波幅值明显下降。总之，当 频率比较低时，低次奇次谐波随死区时间的增加而增加，当频率比较大时，低次 奇次谐波幅值不受功率因数的影响，其幅值与谐波次数成反比。 2 5 3 整流负载 非线性负载是影响s p w m 逆变器输出电压波形质量的一个主要因素。与线 性负载不同，非线性负载除了包括电阻、电感、电容，还包括二极管、可控硅等 开关等器件。这些元器件的存在导致逆变器负载电流中有比较丰富的谐波电流， 而逆变器的输出阻抗不可能为零，谐波电流就在逆变器的输出阻抗上产生谐波压 降，使得逆变器输出电压波形发生畸变。 图2 1 3 所示为单相逆变器带典型二极管整流负载【1 4 】的系统原理图，在整流 电路中，直流滤波电容c 。的电容值较大，滤波电感l n 的作用是限制二极管从截 1 5 武汉理工大学硕士学位论文 止到导通时的冲击电流过大，其电感值较小。为简化分析，假定逆变桥输出s p w m 波为标准j 下弦波。 l 0 图2 1 3 单相逆变器带典型整流负载原理 当系统正常工作时，有两种稳定的工作状态：一种是整流桥导通状态，逆变 器经过电感l 。给电容c 。充电并向负载电阻r 。提供电能；另外一种是整流桥关断 状态，逆变器处于空载运行，电容c 。向负载电阻r 。放电。与以上两种工作状态 相对应的等效电路拓扑结构如图2 1 4 ( a ) 、( b ) 所示。 图2 1 4 ( a ) 的传递函数为： g 心，= 器亏丽高嚣专杀 弦 其中： a o = r o ，a l = l o ，a 2 = c o l o r o ，b o = r o + r ，b l = l + l o + c r o r + c o r 。r ， b 2 = c l r o + c o l r o + c o l o r o + c l o r ，b 3 = c l l o + c c o l o r o r ，b 4 = c c o l l o r o 图2 1 4 ( a ) 整流桥导通图2 1 4 ( b ) 整流桥关断 式( 2 1 6 ) 对应的幅频相频特性函数分别是： io o 叫 丽等焉斋誓菥 ( b o b 2 2 + b 4 4 ) 2 + ( b l 一b 3 3 ) 2 笳i ( j 咖a r c 培壬a oa 与2 9 0 一g 者b 0b 等2 岛b ( 2 - 1 8 ) 一 一 + 4 令输入波形v i ( t ) = v ms i n ( o 。t + 甲) ，为分析方便令平= o ，则逆变器输出电压为： 1 6 武汉理