（微电子学与固体电子学专业论文）一种高速高精度采样保持电路的设计与实现.pdf

兰州大学硕士学位论文 摘要 现代通讯系统的发展持续不断地推动着模数转换器( a d c ) 向高速、高精度、 高无杂散动态范围( s f d r ) 以及低功耗的方向发展。流水线型模数转换器以其优 越的性能成为高速、高精度模数转换器的主流，其中采样保持电路作为前置模 块对模数转换器的性能有着决定性影响，它的设计也是整个模数转换器电路设计 工作中极其重要的一个环节。随着对模数转换器要求的提高，也要求其前端的采 样保持电路具有高速、高精度、高无杂散动态范围( s f d r ) 、低功耗的性能。 本论文首先对采样保持电路的研究动态、发展方向、基本理论做了综述，然 后在对流水线模数转换器和采样保持电路之间的关系，以及采样保持电路常用 结构的介绍、分析的基础上，设计了一款用于1 4 位8 0 m s s 流水线模数转换器 的采样保持电路。该电路的结构为基于鲤耋堡、冲墨的全差盆珏珏绫塑：包括 输入缓冲器、采样电容、输出缓冲器以及控制时钟发生电路四个模块。在采样 保持电路中设计了钳位电路来消除采样保持电路在保持模式下的信号馈通；在 保持电容之前增加带宽限制电阻限制噪声带宽，提高了信噪失真比和有效精度； 择优选取保持电容和偏置电流的大小以及晶体管的尺寸和类型，改善采样保持 电路的性能。电路设计完成后，进行了采样保持电路的版图设计。 在c a d e n c e 环境下基于z a r l i n k0 6 u m 互补双极工艺模型，采用s p e c t r e 对电 路进行了模拟仿真。仿真结果表明，在5 v 电源电压下，当输入频率为 3 9 9 6 0 9 m h z 、幅度为1 v 的正弦波，采样频率为8 0 m h z 时，该采样保持电路的 建立时间为1 5 5 n s ，无杂散动态范围( s f d r ) 9 2 8 1d b ，信噪失真比 ( s n d r ) 9 2 2 8 d b ，有效精度( e n o b ) 1 5 位，功耗3 9 7 6 m w 。结果显示设计的采样 保持电路完全满足a d c 的系统要求。 关键词：采样保持电路，流水线模数转换器，双极工艺：无杂散动态范围， 建立时间 兰州大学硕士学位论文 a b s t r a c t m o d e mc o m m u n i c a t i o ns y s t e m sa r ep u s h i n gt h ea n a l o g t o d i g i t a lc o n v e r t e r s ( a d c s ) t o w a r dh i g hs a m p l i n gr a t e ，h i g hr e s o l u t i o n ，h i g hs p u r i o u s f r e ed y n a m i cr a n g e ( s t a r ) a n dl o wp o w e r b e c a u s eo fo u t s t a n d i n gp e r f o r m a n c e o ft h ep i p e l i n e da d c s t h e ya r et h em a i n s t r e a mo fh i g hs p e e d ，h i g hr e s o l u t i o na d c s t h ep e r f o r m a n c eo f s a m p l ea n dh o l dc i r c u i tw h i c hi si nt h ef r o n to fa d c d e t e r m i n e st h ep e r f o r m a n c eo f t h ew h o l ea d c ，w h o s ed e s i g ni sav e r yi m p o r t a n tp h a s ei nt h ed e s i g no ft h ew h o l e a d c n o wt h ea d c sn e e dt os u f f i c eh i g h e rr e q u i r e m e n t t h i sr e q u i r e st h a tt h e s a m p l ea n dh o l dc i r c u i th a sh i g hs a m p l i n gr a t e ，h i 【g hr e s o l u t i o n ，h i g hs p u r i o u s - f r e e d y n a m i cr a n g e ( s f d r ) a n dl o wp o w e r i nt h i sp a p e r , f i r s to fa l lt h er e s e a r c ha n d d e v e l o p m e n tt r e n d so fs a m p l ea n dh o l d c i r c u i ti si n t r o d u c e a n dt h e nt h eb a s i ct h e o r yo fs a m p l ea n dh o l dc i r c u i ti sd i s s e r t a t e d a n da n a l y z e da tl e n g t h ，t h er e l a t i o n s h i pb e t w e e nt h ep i p e l i n e da d ca n dt h es a m p l e a n dh o l dc i r c u i ti se x p l a i n e d ，s i m u l t a n e o u s l y a f t e r w a r dt h eb a s i cs t r u c t u r eo fs a m p l e a n dh o l dc i r c u i ta n ds e v e r a la v e r a g es t r u c t u r e sa r ei n t r o d u c e d b a s e do nt h ea b o v e i n t r o d u c t i o na n da n a l y s i s ，as a m p l ea n dh o l dc i r c u i tu s e di na1 4b i t2 5 0 ms a m p l e s p i p e l i n e da d c i sd e s i g n e d i tu s e sac l a s sa ba m p l i f i e ra r c h i t e c t u r ei nas a m p l i n g g a t e ，i sd i f f e r e n t i a lo p e n - l o o ps t r u c t u r e i tc o n t a i n sf o u rm o d u l e s ：i n p u tb u f f e r , h o l d c a p a c i t a n c e ，o u t p u tb u f f e r , ac l o c kc i r c u i tt h a tg e n e r a t e sas e to fc l o c ks i g n a l s c l a m p c i r c u i ti su s e dt oe l i m i n a t ef e e d t h r o u g ho ft h ei n p u ts i g n a ld u r i n gt h eh o l dm o d ei nt h e s a m p l ea n dh o l dc i r c u i t i no r d e rt oi m p r o v et h es i g n a l - t o n o i s e a n d - d i s t o r t i o nr a t i o a n de f f e c t i v en u m b e ro fb i t s ，t h e b a n d w i d t h l i m i t i n gr e s i s t o rl i m i t e dt h en o i s e b a n d w i d t hi s i m p l e m e n t e di n t h ef r o n to fh o l dc a p a c i t o r t h ev a l u eo ft h eh o l d c a p a c i t o r , t h ev a l u eo ft h eb i a sc u r r e n t ，t h es i z ea n dt y p eo ft r a n s i s t o ra r ec h o s e n o p t i m a l l y , t h i si m p r o v e sp e r f o r m a n c eo ft h es a m p l ea n dh o l dc i r c u i t a f t e rt h e s c h e m a t i ci sf i n i s h e d ，t h el a y o u to ft h ec i r c u i ti sd e s i g n e d t h es a m p l ea n dh o l dc i r c u i ti ss i m u l a t e db yc a d e n c ee d as o f t w a r ew i t hz a r l i n k 0 6 z mc o m p l e m e n t a r yb i p o l a rp r o c e s sm o d e l t h es a m p l ea n dh o l dc i r c u i ti s s i m u l a t e du n d e rt h ec o n d i t i o n so fp o w e rs u p p l yo f5 v , i n p u ts i n e w a v ew i t hf r e q u e n c y o f3 9 9 6 0 9 m h za n da m p l i t u d eo fi v , t h es i m u l a t e dr e s u l t ss h o wt h es e t t l i n gt i m ei s 1 5 5 n s ，t h e s p u r i o u s f r e e d y n a m i cr a n g e ( s f d r ) i s9 2 8 1 d b ，t h e s i g n a l - t o n o i s e - a n d - d i s t o r t i o nr a t i o ( s n d r ) i s9 2 2 8 d b ，t h ee f f e c t i v en u m b e ro fb i t si s 兰州大学硕士学位论文 1 5b i t s ，t h ep o w e rd i s s i p a t i o ni s3 9 7 6 m w s ot h es a m p l ea n dh o l dc i r c u i tr e a c ht h e d e m a n d so fa d c k e yw o r d s ：s a m p l e a n d h o l dc i r c u i t ，p i p e l i n ea n a l o g - t o d i g i t a lc o n v e r t e r , b i p o l a r p r o c e s s ，s p u r i o u s f r e ed y n a m i cr a n g e ，s e t t l i n gt i m e i i i 原创性声明 本人郑重声明：本人所呈交的学位论文，是在导师的指导下独立进行研究所 取得的成果。学位论文中凡引用他人已经发表或未发表的成果、数据、观点等， 均已明确注明出处。除文中已经注明引用的内容外，不包含任何其他个人或集 体己经发表或撰写过的科研成果。对本文的研究成果做出重要贡献的个人和集 体，均己在文中以明确方式标明。 本声明的法律责任由本人承担。 论文作者签名：五旋盔童日期：丝翌：生：! 关于学位论文使用授权的声明 本人在导师指导下所完成的论文及相关的职务作品，知识产权归属兰州大 学。本人完全了解兰州大学有关保存、使用学位论文的规定，同意学校保存或向 国家有关部门或机构送交论文的纸质版和电子版，允许论文被查阅和借阅：本人 授权兰州大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可 以采用任何复制手段保存和汇编本学位论文。本人离校后发表、使用学位论文或 与该论文直接相关的学术论文或成果时，第一署名单位仍然为兰州大学。 保密论文在解密后应遵守此规定。 论文作者签名：互雅导师签名：乏噬日 兰州大学硕士学位论文 第一章绪论 本章阐述了本课题的目的、意义及研究的主要工作，说明了本论文的内容和 结构框架。 1 1 课题的目标及意义 由于集成电路的迅速发展，通信和多媒体市场的快速增长，数字信号处理技 术得到了迅速发展，并广泛应用于各个领域。作为数字信号和模拟信号接口的模 数转换器( a d c ) 就成为各种数字系统中不可缺少的重要组成部分，其性能直 接影响到整个系统的性能。各种结构的a d c 相比较【1 1 ，流水线型( p i p e l i n e d ) 模数 转换器具有高速、高精度的特点。本课题的研究对象就是这种高性能模数转换器 的重要单元采样保持电路。 流水线型a d c 的基本结构如图1 1 所示，采样保持电路位于a d c 的最前 端，它对一模拟信号进行采样，然后对采样点的模拟量进行保持，使其在一段时 间内保持为一恒定值。a d c 的后面部分对这个恒定值处理，将其转换成相应的 数字量。 l 羞 t p u l 图1 1 p i p e l i n e a d c 结构框图 流水线结构模拟一数字转换电路( p i p e l i n ea d c ) 是宽带奈奎斯特a d c 中最 常用和最有效的结构。p i p e l i n e a d c 依托多级结构，利用低精度a d c 子级电路， 分时分级转换输入信号，精度适用范围较宽，可达到较高的采样频率，且集成度 高的优势。其他可用的奈奎斯特a d c 结构包括两步式( t w o s t e pf l a s h ) 、子区式 ( s u b r a n g i n g ) 、折叠插值式( f o l d i n ga n di n t e r p o l a t i n g ) a d c 拓扑结构。相比较而言， 兰州大学硕l 二学位论文 p i p e l i n ea d c 的优势在于：电源电压可低至1 v 以下，便于与主流数字c m o s 数 字工艺兼容，低功耗优势明显：多级结构便于引入校正算法，通过数字校正处理， 可达到较高的精度和线性度；工艺兼容性强，兼容c m o s 工艺、b i c m o s 工艺 和b i p o l a r 工艺。 单片集成的直接转换接收机中，功耗和芯片面积是主要的设计因素。此外， 该类产品通常适用于多种通信协议，片上共存的多种通信系统需要多模式接收 机，因此接收机中的多个a d c 通常具有不同的输出精度和采样速率。 在多负载的宽带中频采样超外差接收机中，高线性度、低采样抖动和大动态 范围的a d c 是主要的设计目标【2 1 。应用其中的典型技术主要包括：自举型采样 开关、并行技术和数字校正算法。为提高线性度，需要采用自举型的采样开关， 保证采样保持电路在采样高达数百兆的中频输入信号时表现出足够高的线性 度。并行技术通过扩展按时序交替工作的a d c 数目，实现倍增采样速率，但需 要抑制由并行各通道间的失配引入的各类误差。数字校正是突破工艺限制，提高 p i p e l i n e a d c 精度和动态范围的有效手段。常规c m o s 工艺限制p i p e l i n ea d c 的 精度最高为1 0 - - - 1 2 b i t ，通过数字校正算法的处理，精度可提高至1 2 - 1 4 b i t l 3 1 1 4 1 。 对连续时间的模拟信号的数字化转换分为两步：以均匀的时间间隔采样模拟 信号和将采样得到的模拟电压量化为数字码。两者可以同步实现，如典型的f l a s h 结构a d c ，也可以分别进行。因为大部分量化电路处理不变信号的能力强于处 理变化信号的能力，所以将时域上的离散化与信号幅值的离散化分开处理，利用 单独的采样保持电路输出稳定的采样信号，再通过量化电路处理，可得到更优 的性甜5 1 。 采样保持电路( s h ) 作为a d c 的前端，以均匀的时间间隔采样输入信号， 在时域上对模拟输入信号离散化，同时保持其在幅值上的连续。s h 电路的采样 速率和线性度决定性地影响着a d c 系统的速度和精度【6 】。因此研究影响高速采 样保持电路线性度的因素和相应提高技术对高速、高精度a d c 的研发具有重要 意义。 1 2 国内外研究状况 综合国内外一些集成电路制造公司的技术资料，产品手册提供的信息及一些 高质量论文，可以看出，数据转换电路的发展趋势是高分辨率、高转换速率、低 电压、低功耗型方向发展f 7 】【8 1 1 9 】【1 0 】。对于用于模数转换器中的重要模块采样 保持电路，其与数据转换器有着相同的发展方向。近年来，低电压、高速、高精 度的采样保持电路一直是一个设计难点，也是一个研究热点【1 1 】【1 2 1 。研究主要从 2 兰州大学硕十学位论文 采样模式和保持模式两方面进行，采样模式包括栅压跟随电路，m o s 管电荷注 入效应( c h a r g ei n j i e c t i o n ) ，馈通效应( c l o c kf e e d t h r o u g h ) ，时钟i i t t e r 和噪声； 保持模式主要对运放的建立过程的研究。 国外由于起步早，技术基础实力雄厚，在这方面进行了较多的研究，因此可 以实现很高的分辨率和转换速率，1 0 一1 4 b i t 的a d c 已有1 0 0 m h z 的产品。国内 主要是一些大学及研究所在研究较高速度的a d c ，对于1 0 b i t 的a d c 只有1 0 m h z 左右的产品在一些公司出现。这方面与国外存在较大的差距。随着国家对集成电 路产业的重视和投入，现在已有了一定的发展，相信今后我国在这方面会有很大 的发展。 1 3 研究范围和主要内容 本课题研究的重点是基于z a r l i n k0 6um 互补双极工艺，研究和设计一个适 用于分辨率为1 4 b i t ，转换速率为8 0 m h z 流水线型模数转换器中的采样保持电 路。本论文首先对采样保持电路基础理论进行了介绍，然后介绍和分析了采样 保持电路的结构，接着根据采样保护电路所要求的性能指标设计具体电路，最后 通过电路仿真验证电路设计和理论分析。 本论文共六章。第一章全面介绍了国内外采样保持电路领域的研究情况， 给出了本文的目标和意义。第二章主要介绍了采样保持电路的基本理论。先阐 述了采样保持电路的性能指标的定义、计算以及采样保持电路的时域和频域分 析，然后分析了采样保持电路的噪声和失真，并介绍了流水线型模数转换器对 采样保持电路的要求。第三章主要介绍了采样保持电路的结构。将采样保持电 路的结构分为开环结构和闭环结构两大类分别作了介绍和分析，开环结构介绍了 基于二极管桥开关的采样保持电路、基于射随器开关的采样保持电路、基于a b 类缓冲器的采样保持电路和采用米勒电容的采样保持电路；闭环结构主要介绍 了电荷传输型和电容翻转型采样保持电路，最后阐述了差分结构采样保持电路 的优点。第四章根据前面几章的介绍和分析设计并实现了具体的采样保持电路， 给出了具体的电路图，然后讨论了电路参数的选择，最后进行采样保持电路版 图的设计。第五章给出了所设计的采样保持电路的各个子电路和总体电路以及时 钟控制电路的仿真结果，并对结果进行了详细的分析。仿真结果显示所设计的电 路达到设计要求。第六章回顾了本课题的主要工作，对所做的工作进行了总结， 展望未来工作的研究重点。 3 兰州大学硕? t ：学位论文 第二章采样保持电路的基本理论 本章阐述了采样保持电路的基础理论，包括采样保持电路的性能指标、时 域和频域分析以及噪声和失真，并对流水线型模数转换器与采样保持电路的关 系作了分析。 2 1 采样保持电路基础及性能指标 采样保持电路的基本功能是对其输入端的信号进行采样，然后将采样值送 到其输出端，并在一定的时间段内恒定保持该采样值。典型情况下，该时间间隔 是均匀的，所以保证采样保持电路的采样频率是确定的。 采样保持电路的工作周期可以分为采样周期和保持周期，典型情况下均为 1 2 时钟周期，但两者也可以不等。在保持周期，采样保持电路的输出信号与前 一个采样周期得到的输入信号相等。在采样周期，电路可以被重置到某固定值， 仅在采样结束时刻采样得到一个与此时输入信号相等的冲激信号；同样的，采样 保持电路也可以在采样周期跟踪输入信号的变化，并在本周期结束时得到一个 确定的采样值，因此也称为跟踪保持电路【1 4 1 。上述功能如图2 1 所示。在实际 电路应用中，采样保持电路常以跟踪保持的形式实现，下文所述不区分采样与 跟踪。在某些电路中，保持周期可以延长到整个时钟周期，但需要额外的电路来 实现同步的采样功能。 ( i ) 跟踪僚持电赂( b ) 莱洋，保持电路 图2 - 1 采样保持电路的两种工作方式 量化采样保持电路的性能需要定义一系列指标。在通用的a d c 产品中，各 大生产厂商依据其各自的规范定义的a d c 性能指标不完全相同，相对应的采样 保持电路的性能指标也不尽相同，可能会引起混淆【1 4 】【1 5 】。因此须依据通用的指 4 兰州人学硕上学位论文 标规范定义性能指标，便于本文后续部分的论述。为全面表征采样保持电路性 能，其指标覆盖了时域与频域两个方面。 2 1 1 基于时域的采样保持电路静态指标 图2 - 2 时域采样保持电路性能指标 依据图2 2 定义的采样保持电路时域性能指标如下。 1 ) 捕获时间( a c q u i s i t i o nt i m e ) ： s h 从保持周期进入采样周期后，从转换时刻开始到电路跟踪到输入信号的 时间间隔称为捕获时间，其值受限于s h 电路的频响速度和a d c 的系统精度。 捕获时间决定了s h 电路的最大采样速率。 2 ) 孔径时f 司( a p e r t u r et i m e ) ，或孔径延迟( a p e n u r ed e l a y ) ： 从采样命令到达开关开始到实际的采样点会有一段延迟。延迟时间中固定不 变的部分定义为孔径时间，或孔径延迟；延迟时间中变化的部分称为孔径时间不 确定性( a p e r t u r eu n c e r t a i n t y ) ，或孔径抖动( a p e r t u r ej i t t e r ) 。受多种复杂因素影响， 孔径抖动表现出随机性。 3 ) 保持周期建立时f 自j ( h o l dm o d es e t t l i n gt i m e ) - 定义从采样结束时刻到s h 的输出建立至稳定输出电压的某个确定的精度 范围内所需的时间为保持周期建立时间。s h 作为a d c 的输入端时，a d c 量化 信号的时刻便在保持周期建立时间结束时刻。该指标限制了最短保持周期，与捕 获时间共同决定着s h 电路的最大采样速率。 钔平台下降率( d r o o pr a t e ) 在s h 电路中通常采用电容作为储能元件，用以在保持周期保持电压。在实 际电路中，不可避免地存在着漏电流导致的电荷泄漏，电容上存储的电压会以一 定的速率降低。该速率定义为平台下降率。 5 ) 保持平台误差( h o l ds t e p 或者p e d e s t a le r r o r ) 5 兰州人学硕上学位论文 该误差指标通常适用于跟踪保持电路，表示跟踪周期的最后输出信号与保 持周期的最后输出信号的偏差。该误差与输入信号相关，在最后的保持信号中引 入一个直流失调误差，会导致谐波失真。 6 ) 保持周期信号馈通( h o l dm o d ef e e d t h r o u g h ) 在保持周期，电路的输入信号可能会通过电路中的寄生电容耦合到输出端。 在输出端看到的部分输入信号即被定义为保持周期信号馈通。 7 1 增益误差( g a i ne r r o r ) 通常的，s h 电路具有单位增益( 输入至输出之间增益为单位1 ) ，但2 倍增 益电路也较常见。增益误差度量了实际增益与理想增益之间的偏离程度。 2 1 2 基于频域的采样保持电路动态指标 。 鼍 、一， 褥 课 磐 邂 锨率( m l z ) 图2 3 典型采样保持电路输出信号的频谱 在实际应用中，通常对s h 电路的动态特性要求较高。典型的s h 电路的 输出信号的频谱如图2 3 所示，图中包括基带信号、噪声和谐波。以下基于频域 定义s h 的动态性能指标。 1 ) 动态范 ( d y n a m i cr a n g e ，d r ) 动态范围是指s h 能采样得到的最大输入信号与最小输入信号的能量之比， 以分贝( d b ) 表示。d r 受限于电源电压，电路中器件的阈值电压或者开启电压， 以及电路的输入相关噪声。 2 ) 总谐波失真( t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n ，an d ) s h 电路的非线性会导致信号谐波失真。在s h 输入端加入正弦信号，则 a n d 可以表示为频谱上与输入信号相关的各阶谐波失真的能量之和与基频信号 的能量之比。a n d 的单位可以是以百分比形式或者分贝形式表示。在数据采样 系统中，频谱混叠会使得在频谱上分析谐波更加困难。 3 ) 无杂散动态范 ( s p u r i o u sf r e ed y n a m i cr a n g e ，s f d r ) s f d r 定义为奈奎斯特带宽内杂散频谱中最高峰的能量与基频信号的能量 6 兰州大学硕士学位论文 之比。通常以该指标衡量s h 电路的线性度。 4 ) 信噪i = l , ( s i g n a l t o n o i s er a t i o ，s n r ) 定义s n r 为信号能量与噪声能量之比。在s h 中，噪声主要包括采样开关 和运放的热噪声，以及开关的孔径抖动。 5 ) 信号与噪声失真l l , ( s i g n a l t o n o i s e a n dd i s t o r t i o nr a t i o ，s n d r 或s i n a d ) s n d r 定义为系统所有误差能量与信号能量之比，误差包括系统的噪声和失 真，主要受限于系统噪声、热噪声和电路非线性误差。当a d c 系统前端采用s h 电路时，系统的精度主要由s h 决定。因此s h 具有等效精度，定义为有效精 度( e f f e c t i v en u m b e ro fb i t s ，e n o b ) 。在最大输入信号条件下，e n o b 与s n d r 的关系式如式( 2 1 ) 所示。 e n o b ：s n d r - 1 7 6 ( 2 1 ) 6 0 2 2 1 3 采样保持电路性能指标的计算 对一个信号做傅立叶变换分析可以测得这个信号各次谐波的幅度。输入信号 的谐波可以依据它们在频谱中的位置加以区分。图2 4 显示了一个以2 0m s p s 采样的7 m h z 的输入信号的频谱，图中标出了前9 次谐波。 2各4$e7el o f r e q u e 争虻y 一舭 图2 4 谐波失真的位置 谐波的频率可由式( 2 2 ) 表示。 l - + k l + - n l i ( 2 - 2 ) 式( 2 2 ) q a ，f s 为采样频率，f a 为输入信号频率，n 为谐波的次数，k = 0 ，1 ，2 ， 通常情况下二次谐波和三次谐波是谐波分量中最大的，它们的值也会在数据表中 给出。 总谐波失真( t h d ) 是基频信号的r m s 值与它的谐波分量的r m s 值的平均值之 7 兰州大学硕士学位论文 比，通常只计算前5 次谐波，因为5 次谐波以后的谐波分量会很小可以忽略。在 s p e c t r e 中，t h d 函数是作式( 2 - 3 ) 的运算。 x 1 0 0 ( 2 - 3 ) 式( 2 3 ) 中a f 是基频信号的幅度，而a 是第i 次谐波的幅度，它们是应用d f t 函数计算得出的。因此需要对t h d 函数计算得到的值除以1 0 0 ，然后平方并取倒 数，再取对数即为通常意义上的总谐波失真。 使用在通信领域的a d c 其最主要的性能指标无杂散动态范m ( s f d r ) 。s f d r 是基频信号r m s 值与其带宽范围内杂散频谱最高峰的r m s 值之比。如无特别说明， 这里的带宽是指奈奎斯特带宽即直流到f d 2 。对采样保持电路的输出信号作离散 傅立叶变换分析，在s p e c t r e 中可以使用d f t 函数来实现，典型的输出频谱如图 2 。5 所示。 f r i ；：o u 6 n c yf 。 t 图2 - 5 无杂散动态范围 图2 5 中，最高峰为基频信号的能量，而次高峰为最大误差分量的能量，它 们之间的比值即为采样保持电路的s f d r ，因为在对数坐标中它们的比值也就是 图2 5 中两个数之问的差值。因为在作图2 5 所示频谱图时，将谐波失真和噪声 都考虑了，因此可依据此图来计算信噪失真比，计算公式为： s n d r = 2 0 1 9( 2 4 ) 式( 2 4 ) 中，a o 表示基频信号的幅度，a l ，a 2 为误差分量的幅度，它们的值 8 孵 兰州大学硕十学位论文 可由图2 5 得到，通常计算中只计算前5 个最高误差分量。 2 2 采样保持信号的时域和频域分析 对于一周期为t 的理想采样保持电路【1 6 1 ，模拟信号经采样后，时域波形如 图2 - 6 所示。 l b ) 采样 x t t ) y t ) 。一。 i ( a ) t o ) ( a ) 理想采样保持器( b ) 模拟信号( c ) 采样后的数字信号 图2 - 6 模拟信号采样后所得数字信号 图2 - 7 采样后的信号频谱 9 珥鼻 兰州人学硕士学位论文 y ( ) - x ( t ) 6 ( t n t ) ( 2 - 5 ) x ( t ) 为输入模拟信号，y ( t ) 为经过莱徉后的数字信号，6 ( t ) 为d e l t a 函数， 6 ( t n t ) 称为采样函数。 一2 对式( 2 5 ) 做频域变换，可得： y ( 厂) 一x ( 小争( ，一手1 ( 2 - 6 ) 。y ( f ) 为y ( t ) 的傅立叶变换，x ( t ) 为x ( t ) 的傅立叶变换， 争( ，一手) 为 y6 ( f 一刀t ) 的傅立叶变换，具体波形关系如图2 7 所示。f s 为菜律癫率，1 d 为 信号带宽。从图中可以看出，当信号带宽b 大于f s 2 时，信号将发生混叠，这 是不希望看到的。为了避免混叠现象，输入信号的带宽b 必须小于f s 2 ，即采样 频率f s 必须大于2 倍的输入信号带宽，满足此条件的最小采样频率我们称之为 奈奎斯特频率。即必须满足采样定理。 实际电路中，s h 的输出信号不是无限窄的冲激信号，而是保持所采得的信 号至下一个保持信号，如图2 8 所示。对于跟踪保持电路i f h ) ，每个时钟周期 被等分为两部分，前半周期输出跟踪输入变化，后半周期输出保持所采得的信号。 本小节以s h 为例，t h 同理。 图2 - 8 实际s h 电路的保持信号 对于离散时间信号处理电路而言，其频谱与图2 4 类似。对于上述的s h ， 其输出信号连续，频谱相应有所改变。在时域上，保持信号是输入信号与方波信 号的卷积所得，即 舯t 耋嘶刊】兀( 矧1 ( 2 - 7 ) 其中h ( t t - 1 2 ) 表示由t = 0 到t = t 区间的方波。对应到频域，保持信号的频 谱为输入信号频谱与方波信号频谱的乘积( 方波频谱具有取样函数s i n ( x ) x 的形 式) 。因此保持信号的频谱为 1 0 兰州大学硕士学位论文 y ( f ) e - i x c r s i n 叫( 刀r f f ) 。耋x ( 厂一手) ( 2 - 8 ) 在频域上表现为图2 - 9 所示形式。 0 ，s2 ，s ， 图2 9 保持信号的频谱 2 3 采样保持电路的噪声与谐波失真 2 3 1 采样保持电路的噪声 1 ) k b t c 噪声 ( ) s t i - - if 乜路畅噍声 ( b ) 噍膨横擞 图2 1 0 简化s h 电路的k t c 噪声模型 采样保持电路可被简化至仅包括一个开关和一个电容，如图2 1 0 所示。m o s 开关的导通电阻在采样周期产生热噪声，其功率谱密度为4 k b t r ，其中k b 为玻 尔兹曼常数，t 为绝对温度，r 为开关导通电阻。开关关断后，m o s 管中无电 流，c s 上保存了关断时刻的噪声电压( 表现为噪声电压均方根值) 。采样开关的 导通电阻与采样电容构成低通滤波电路，在采样过程中仅允许热噪声中的低频部 分通过开关，被采样到电容上，如图2 - 1 0 ( a ) 所示。因此可得简化后的s h 电路 的开关热噪声模型( 图2 1 0 ( b ) ) 。将通过低通滤波函数加权后的电阻噪声谱密度积 分可得电容上采得的均方噪声电压o2 ，为 兰州大学硕一 ：学位论文 矿矾b 哪可甜2 等( 2 - 9 ) 积分结果显示均方噪声电压与电阻无关，仅为k b t c ，此类噪声也因此称为 k b t c 噪声。通过分析公式可知，虽然噪声的谱密度与电阻成正比，但有效噪声 带宽与电阻成反比，积分后噪声仅由采样电容值确定( 假设常温应用) 。在高精度 采样保持电路中，k b t c 噪声问题会限制其性能。为了达到低噪声，采样电容必 须足够大，但是这样会增加电路负载并且降低电路的总作速度。 通常s h 电路的带宽比输入信号带宽高一个数量级，但由于采样函数的镜像 作用，实际电路中的噪声能量会通过采样函数全部混叠到奈奎斯特采样区间，叠 加到信号能量之中。因此式( 2 1 0 ) 同时适用于采样后的信号带宽内的噪声能量。 2 ) 采样时钟的i i t t e r 噪声 s h 中，采样时刻的随机变化称为时钟抖动噪声，即j i t t e r 噪声，它包括时 钟驱动电路的相位噪声和采样电路的噪声。j i t t e r 噪声的存在导致采样开关的实 际采样点随机偏离理想时刻，对采样值引入随机误差。误差量为在当前时钟抖动 导致的误差时间内输入信号的变化量，正比于j i t t e r 时间和输入信号的微分1 1 8 l 【1 9 1 。 对于正弦输入信号，其微分为角频率加权的余弦信号，相应的误差量则正比于输 入信号频率和信号量程。根据参考文献【1 8 】和 1 9 1 可得，系统s n r 与均方根j i t t e r 噪声的函数关系如下 s n r 一- 2 0 1 0 9 ( 2 玎f a t ) ( 2 1 0 ) 式( 2 1 0 ) 中f 为输入信号频率，at 为均方根j i t t e r 噪声( r m sj i t t e r ) 。可见，由于此 类误差与信号量程成正比，提高输入信号量程不一定会提高系统的s n r 。 3 ) 其他噪声源 大部分采样保持电路中都包括运放电路，其内部噪声会与s h 的k 可c 噪声 叠加，共同组成s h 电路的输入等效噪声。无源采样电路中，噪声带宽由r c 网 络决定；在包含运放的有源采样电路中，运放的带宽会进一步限制电路的有效噪 声带引冽。为减少混叠噪声，在设计运放时，应使得运放在满足运放建立所需 最小带宽前提下尽量减小带宽。 除白噪声外，1 f 噪声同样影响s h 电路性能。但是由于1 f 噪声的转角频率 通常在m h z ，所以对于采样频率达到数m h z 或数十m h z 以上的高速s h 电路 而言，白噪声远大于1 f 噪声【捌。在低速s h 电路中，通常采用相关双采样技术 ( c o r r e l a t e dd o u b l es a m p l i n g ) 或斩波稳定技术( c h o p p e rs t a b i l i z a t i o n ) 降低1 f 噪声。 1 2 兰州大学硕l 学位论文 2 3 2 采样保持电路的谐波失真 图2 1 1 是全差分采样电路等效模型，实际电路中开关导通电阻r s l 和砥2 的 大小并不精确相等，它们均依赖于输入信号和闽值电压，电容c h l 和c a 2 因为工 艺的容差也会不完全相等，这些不匹配可用k 来表示。 k 蝴一r v 二p l e丰c h l - + 峄丰c 破 v 妇_ ! kv 呻 图2 1 l 差分结构的采样电路模型 若输入信号为a s i n ( c at ) ，输出信号克表示为： v f + f f i a s i n w ( t + a t ) v 一= 一k a s i n l t a t ) o u t 、7 其中t 为孔径时间，可表示为： ( 2 1 1 ) c 一1 2 ) 缸；j l f 矗s i n ( 研) (213)v ，j w、， 、 式( 2 2 2 ) 中，v c l o c l 【为时钟的电压幅值，t r i s c 为时钟的上升时间。则差分输出 电压可表示为： y一y一；4sinto(t+at)+kasinw(tatout)。(2-14)outj 、。 化简式( 2 2 3 ) ，可得出其二次和三次谐波表达式如下： d ：( 扣) - - 2 0 l o g ( 再1 - i k 瓦a 万厶k ) ( 2 1 5 ) 以( 砷舭g 同意) ( 岛) 】 回 如果k = i ，二次谐波失真则可以通过全差分结构消除。三次谐波失真不可消 除目随着输入信号 页率和幅佰的增大而增大，随着时钟匕升时间增长而增大。 兰州大学硕十学位论文 2 4 流水线型模数转换器与采样保持电路 2 4 1 典型流水线模数转换器的架构 典型k 级的p i p e l i n ea d c 结构如图2 1 2 所示。第1 级到第( k 一1 ) 级的子级结 构相同，包含子a d c 、子d a c 、减法器和残差放大器。通常，除子a d c 外， 其他模块被整合为一个m d a c 模块( m u l t i p l y i n gd a c ) 。最后一级没有模拟输出， 所以包含m d a c 。 s t a g eiw i t h o u tr s ds t a g e w i t hr s d 图2 1 2 流水线模数转换器系统框图 在不含冗余位( r e d u n d a n ts i g n e dd i # t ，r s d ) 校正的p i p e l i n ea d c 中，第i 级 输出b i 位数字编码，对应的本级m d a c 增益为2 m 。引入r s d 校正之后，输出 的字编码为( b i + 1 ) 位，其中b i 位是有效输出精度，1 是冗余位( 为便于分析和 计，此处设r s d 校正所采用的冗余位均为1 ) 。虽然子a d c 输出b i 位有效数字 码，其对应的m d a c 增益仍然为2 m ，不因冗余位的采用而改变。 m d a cb l o c ko f t h e ps t a g em d a cb l o c ko f t h e q + i f t s t a g e 图2 1 3 级联的m d a c 单元示意图 1 4 兰州大学硕十学位论文 典型的m d a c 单元与精确比例放大型s h 电路类似，也是开关电容结构。 所不同的是，m d a c 单元需要采用精确比例放大结构，并至少实现2 倍增益。 图4 1 3 所示为级联的两级m d a c 单元。在第i 级中，输入电容c s ，i 是m d a c 的总采样电容，由2 m 个完全相同的电容构成。其中c f , i 是反馈电容，其余为独 立采样电容c s ，i 。显然存在输入电容与各独立电容之间的关系为 g j = ( 砂一1 ) 氏j + c ，j ；砂 ( 2 1 7 ) 对应于第i 级的m d a c ，其增益须为2 m 。其反馈因子p 仅与当前级有效精 度有关，公式表达为 = 啬 ( 2 1 8 ) 由图2 1 2 和2 1 3 可知，第i 级m d a c ( u - - - j 将s h 视为其中第0 级且增益为1 的m d a c ) 的负载包括以下四部分： 1 ) 本级采样电容与反馈因子的乘积； 2 ) 第( i + 1 ) 级m d a c 的采样电容； 3 ) 第( i + 1 ) 级子a d c 中比较器的输入寄生电容； 4 ) 本级运放的输出电容，第( i + 1 ) 级m d a c 中开关管的寄生电容。 2 4 2 流水线型a d c 系统指标 本文所做工作为“1 4 b i t8 0 m h zp i p e l i n e a d c 项目中的子项目，最终电路原 型的设计和仿真结果须满足p i p e l i n e a d c 项目的总体要求。因此需要从a d c 的 系统指标确定s