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摘要 摘要 无线通信系统和集成电路的迅速发展推动了射频集成电路技术的不断进步。 在无线收发机小型化、便携式的发展需求下，低功耗设计变得越来越重要，因为 它可以延长电池寿命或减小电池的体积。 本文主要研究了c m o s 射频集成电路中压控振荡器( v c o ) 的低功耗设计技 术。首先，本文介绍了射频集成电路的工作特点和研究方式，分析了压控振荡器 的工作原理以及片上无源器件的制作。然后，本文研究了近几年出现的一些降低 v c o 工作电压，实现低功耗设计的方法，分析了这些方法各自的优缺点。接着， 在变压器反馈型v c o 的基础上，提出了以可变功率方式减小功耗的一种新型 v c o 架构。 利用t s m c9 0 n m1 p 9 m 的工艺，本文对所设计的新型v c o 进行了流片。制 造出的v c o 调频范围为1 8 2 2 g h z 2 0 5 5 g h z ，功耗为1 2 5 m w - 2 2 m w ，频偏1 m h z 时的相位噪声在9 8 4 d b c h z 到1 1 4 d b c i - i z 之间。仿真和测试结果均表明，在适当 的控制电压下，这种新型的v c o 可以以可变功率的方式进行工作，即在不同的 振荡频率下采用不同的功耗模式，实现了低功耗的设计目的。 关键词：射频集成电路压控振荡器低功耗变压器反馈t s m c 9 0 n m 工艺 a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e ma n di n t e g r a t e d c i r c u i t ，r a d i of r e q u e n c yi n t e g r a t e dc i r c u i t s ( r f i c ) a r eg r o w i n gc o n s t a n t l y l o w - p o w e r d e s i g nt e c h n i q u e sb e c o m em o r ea n dm o r ei m p o r t a n td u et ot h et r e n do fm i n i a t u r i z a t i o n a n dp o r t a b l et y p ef o rw i r e l e s st r a n s c e i v e r s ，f o rt h e yc a ne n h a n c eb a t t e r yl i f e t i m eo r r e d u c et h ev o l u m eo f b a t t e r y i nt h i st h e s i s ，l o wp o w e rd e s i g nt e c h n i q u e sf o rv o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) i nc m o sr a d i of r e q u e n c yi n t e g r a t e dc i r c u i t ( r f i c ) a r es t u d i e d f i r s t l y , t h i st h e s i s i n t r o d u c e st h ec h a r a c t e r i s t i c so fr f i c ，a n a l y s e st h ew o r k i n gp r i n c i p l eo fv c oa n d m a n u f a c t u r eo fi n t e g r a t e dp a s s i v ec o m p o n e n t t h e n ，s o m em e t h o d sp r o p o s e dt h e s e y e a r st ol o w e ro p e r a t i o nv o l t a g eo fv c o st oa c h i e v el o wp o w e rd e s i g na r ei n v e s t i g a t e d a d v a n t a g e sa n dd i s a d v a n t a g e so ft h e s em e t h o d sa r ea n a l y s e di nt h i st h e s i s a f t e rt h a t ， t h i st h e s i sp r o p o s e san o v e la r c h i t e c t u r eo fl o wp o w e rv c ou s i n gt u n a b l ed cp o w e r , b a s e do nt h ea r c h i t e c t u r eo ft r a n s f o r m e rf e e d b a c kv c o t h i sn e w t y p eo fv c o w a sm a n u f a c t u r e di nt s m c9 0 n m1p 9 mp r o c e s s i n g t h e v c o o p e r a t e dc a nb et u n e db e t w e e n18 2 2 g h za n d2 0 5 5 g h za n dh a sl o wp o w e r r a n g eo f1 2 5 m wt o2 2 m w p h a s en o i s eo ft h i sv c o a t1 m h zf r e q u e n c yo f f s e ti s - 9 8 4 d b c i - i zt o 一11 4 d b c h zi nt h ew h o l et u n i n gr a n g e r e s u l t so fs i m u l a t i o na n d t e s t i n gs h o wt h a tt h en e wt y p eo fv c oc o u l do p e r a t ei nat u n a b l ed cp o w e rw i t h p r o p e rc o n t r o l l e dv o l t a g e i tw o r k si nd e f f r e n tp o w e rm o d ec o r r e s p o n d i n gt od i f f e r e n t o s c i l l a t i o nf r e q u e n c ya n dt h ep u r p o s eo fl o w p o w e r i sa c h i e v e d k e y w o r d s ：r f i c v c ol o wp o w e rt r a n s f o r m e rf e e d b a c k t s m c9 0 n mp r o c e s s i n g 第一章绪论 第一章绪论 1 1 无线通信和射频集成电路简述 无线通信技术的起源可以追溯至1 9 世纪的中期。1 8 6 4 年，麦克斯韦在英国 皇家学会发表的论文中首次提出了电场和磁场在空间中交叉耦合会向外传播的思 想，即电磁波的概念。1 8 8 7 年，赫兹通过实验证实了电磁波可以在空间中发射和 接收。1 9 0 1 年马可尼成功实现无线电信号横越大西洋传递，无线电技术正式诞生， 并开始逐步发展l l j 。 在2 0 世纪中期，一个新技术的出现大大促进了无线通信的发展，这就是集成 电路技术。集成电路就是把许多的分立元器件集中制作在一个晶片上所组成的电 路。1 9 5 2 年时，英国的杜莫最早提出了集成电路的构想。1 9 5 8 年，德州仪器公司 的基尔比利用锗材料做衬底和电阻，并用p n 结做电容，做出了一个振荡器电路， 并在1 9 6 4 年时获得专利，同时也证明了同一块材料上可以制作不同的元件。1 9 6 4 年，诺宜斯用平面工艺的方法，成功解决了集成电路中不同元器件的金属互联问 题。6 0 年代开始发展出来的平面工艺，可以将越来越多的金属氧化物半导体晶体 管集成在一个晶片上1 2 j 。1 9 6 5 年，英特尔公司创始人之一戈登摩尔提出：“当价 格不变时，集成电路上可容纳的晶体管数目，约每隔1 8 个月便会增加一倍，性能 也将提升一倍。”这是有名的“摩尔定律 。准确预测了几十年来集成电路制造技 术的快速发展。 集成电路技术的出现和日趋成熟也大大推动了无线电技术的发展，射频集成 电路更是在其中扮演了十分重要的角色。蜂窝移动通信从上世纪8 0 年代出现到现 在，已经发展到了第三代。目前业界正在研究面向未来的第四代移动通信技术； 无线城域网( w m a n ) 、无线局域网( w l a n ) 和无线个域网( w p a n ) 技术的 宽带无线接入也在全球不断升温，宽带无线用户增长势头强劲；卫星通信也已经 成为无线通信技术中不可忽视的一个领域；手机视频广播作为一种新的无线技术 与业务，正成为目前热门的无线应用之一1 1 j 。 从事射频集成电路设计需要大量的专业知识，丰富的从业经验，专用的e d a 工具和昂贵的测试仪器。在市场需求快速增长的条件下，这方面的人才则显得紧 缺。射频集成电路的发展已成为无线通信技术发展的一个瓶颈。要成为射频集成 电路设计的工程师，不仅需要通信协议，无线信道运算，编码解码，调制解调， 信息论等系统方面的知识，也需要增益，功率，噪声，线性度，频率，带宽，稳 定性等电路方面的知识，还要熟练掌握a d s ，c a d e n c e 中的s p e c t r er f 等e d a 工 2 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 具。设计的相关学科有无线通信，微波理论，收发机结构，集成电路设计，器件 模型，高频测试等。 与集成电路的其它发展方向，特别是已经较为成熟的数字集成电路相比，射 频集成电路设计正处于发展阶段。无源器件特别是电感的性能有待进一步提高。 其e d a 工具( 如a d s 等) 也正处在发展阶段，仿真结果只能起参考作用。主要 原因是射频集成电路在分布参数，时变特性，非线性等方面缺乏精确的模型。设 计的成败及优劣很大程度上取决于设计工程师的经验。 美国电气和电子工程师协会( i n s t i t u t eo fe l e c t r i c a l a n de l e c t r o n i c s e n g i n e e r s ，i e e e ) 于1 9 9 0 年启动8 0 2 1 1 项目，如表1 1 ，正式开始了w l a n 的标 准化工作。 表1 18 0 2 1 1 协t g t 3 ) i e e e 为w l a n 最初制定的标准，其物理层 有射频和红外两种，其中射频为2 4 g h z ， 8 0 2 1 l 1 m b p s 或2 m b p s 的i s m 频带。它也包括m a c 标准。 使用5 g h z 工作频段，最大传输速率5 4 m b p s ， 8 0 2 1 l a 与2 4 g h z 系统不具有相容性。 使用2 4 g h zi s m 频段，传输速率为5 5 m b p s 8 0 2 1 1 b 或1 1 m b p s 。 符合8 0 2 1 d 的媒体接入控制层( m a c ) 桥接 8 0 2 1 l c ( cl a y e rb d d g i n g ) 。 8 0 2 1 1 d 根据各国无线电规定做的调整。 支持w l a n 的q o s ( q u a l i t yo fs e r v i c e ) ，在 8 0 2 1 l e w l a n 上可以传送声音和视频等信号 2 0 0 3 年6 月1 2 日定案，为了实现漫游功能， 8 0 2 1 1 f定义了a p 和a p 之间的通信，使用者可以跨 a p 进行漫游。 与8 0 2 1 l b 兼容，传输速度5 4 m b p s ，可以使 8 0 2 1 l g 8 0 2 1l b 网络可以得到便宜地升级。 调整了无线覆盖的半径，为了符合欧洲的相 8 0 2 1 l h 关标准。 8 0 2 1 l i补充了安全和鉴权方面的内容。 针对日本标准进行补充，此外还提出了一些 8 0 2 1 l j 新的变化，这些将在无线传输输出功率、操 第一章绪论 3 作模式、信道配置和伪造发射标准方面满足 日本的一些合法需求。 8 0 2 1 l k 无线资源管理的规定。 m 表示m a i n t e n a n c e ，把之前多个8 0 2 1 l 的标 8 0 2 1 1 m 准综合整理成一个文件。 导入多重输入输出( m i m o ) 和4 0 m b i t 信道 8 0 2 1 i n 宽度( h t 4 0 ) 技术，可能达到3 0 0 m b p s 的速 度。 一般的无线通信系统可以分为基带部分和射频部分。基带部分完成频率较低 的数字信号或模拟信号处理功能，射频部分完成宽带高动态范围的高频模拟信号 的处理，包括低噪声放大，功率放大，频率变换，调制，滤波，解调等功能。其 中前端部分的基本架构如图1 1 所示。 图1 1 无线收发系统前端电路图州 急速增长的无线通讯产业和微电子产业给射频集成电路的设计领域的发展带 来的良机。从成本和产品小型化角度来看，将无线通信系统中的射频模块和基带 处理模块集中在同一块芯片上( s o c ) ，可以极大降低成本，也有利于产品的进一 步小型化，提高集成度【5 j 。低功耗，低成本和高集成度一直是硅基c m o s 技术的 显著优势。数字c m o s 依赖于c m o s 技术的等比例缩小趋势，已经取得了很大 的价格优势。然而由于c m o s 技术固有的限制，使得应用c m o s 技术实现r f 电 路存在一定的困难。主要包括：l 、c m o s 中硅衬底的损耗，使得c m o s 电路在 微波波段( 大于1 g h z ) 的性能受到较大影响；2 、由于材料自身特性及制造工艺 的关系，高q 值的无源器件在c m o s 工艺上较难实现1 6 1 ；3 、由于数字电路通常 工作于开关状态，产生大量噪声，使得处于同一块芯片上的射频电路很容易受到 数字电路的噪声影响，低电阻系数的衬底也使得数字、模拟和射频电路之间的隔 离更加困难。以上这些因素，使得c m o s 射频集成电路设计成为极具挑战性的研 4 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 究热点。 o 1 2 研究目的 随着个人无线通信业务的不断发展，低成本，低功耗的电路设计变得越来越 重要。诸如蓝牙，g s m ，w l a n ，w p a n t t 等各种标准的无线收发系统，都倾向 于低功耗设计以延长电池寿命和提高便携性。硅基c m o s 工艺由于成本低，且有 希望将r f 电路与数字电路结合成系统芯片，因而成为一个较有吸引力的选择。 v c o 即压控振荡器，是射频电路中用来产生参考频率信号的重要模块。在 c m o s 技术中，可以完全集成的v c o 主要有三种：环形振荡器电路，有源电感 电容v c o ，无源电感电容v c o 。环形振荡器一般采用多个反相器级联，形成一 个正反馈环路来实现振荡。它的优点是调谐范围大，容易集成。但缺点是相位噪 声比较大，不适合在通信系统中应用。有源电感振荡器中，电感是依靠有源器件 实现的。这种电感占的面积很小( 相比较于无源电感) ，也有可能达到较大的q 值。但有源电感中的有源器件会消耗功率，产生噪声，使得相位噪声特性变差， 甚至会抵消掉面积减小带来的好处，这种电感实现的振荡器也不适合低噪声低功 耗应用【8 】【9 】。无源电感电容v c o 是通过无源的电感和电容来实现振荡的。这也是 目前的通讯系统中普遍采用的v c o 方案。这种方案可以做到单片集成，同时有 能力保证低的相位噪声，在低功耗方面也有一定的潜力l l o j 。此外，利用传输线来 实现谐振，做出的v c o 也有较好的相位噪声特性，但是需要消耗很大的面积， 实际应用中使用较少。 低的相位噪声，宽的调频范围是v c o 最重要的性能要求。但是，随着电池 寿命及小型化便携性的需求日益增加，低功耗设计也变得越来越重要。如何有效 降低v c o 的功耗，同时保持其它方面的性能不会过度退化，也成为了一个重要 的研究方向。 变压器反馈型v c o 是一种降低v c o 功耗的有效方法，该方法由k a c h u n k w o k 等人在文献【1 1 】中提出。但是，在频率比较高时，往往需要用到更大尺寸的 有源器件或更高的工作电压，其减小功耗的效果没有那么显著。 本文将尝试用已有的变压器反馈型低功耗v c o 结构做基础，从另一种新的 角度来有效降低v c o 的功率消耗，使高频时的v c o 仍可以低功耗的工作。我们 将这种新的电路结构使用t s m c9 0 n m1 p 9 m 的工艺进行了流片，并对生产出来的 芯片进行了测量，测量结果验证了这种降低功耗的方法是可行和有效的。 第一章绪论 5 1 3 论文章节安排 本文第一章是绪论部分，主要介绍了无线通信和微电子产业的进展，以及它 们之间的结合产生的新领域射频集成电路。介绍了射频集成电路这个领域的 特点和发展趋势，以及低功耗设计的重要性。阐述了本文的研究思路，即在综合 分析目前现有的降低集成v c o 功耗方法的基础上，用一种新的方法和思路来降 低集成v c o 的功耗。 本文第二章主要介绍高频电路的基本理论，介绍了设计射频集成电路时所用 到的与模拟集成电路不一样的分析方法和思考模式，包括传输线理论，阻抗匹配 等，还有史密斯圆图，散射参数等高频时常用的分析方法。 本文第三章介绍了射频集成电路中一个很重要的模块一压控振荡器的相关 理论，包括压控振荡器的振荡机理和条件，数学模型，设计指标等。为后面的低 功耗设计方法的提出和和分析做理论的铺垫。 本文第四章介绍了片上无源元件的制作和研究情况。射频集成电路与数字模 拟电路的一个很大的不同，就是其中会用到很多的片上无源元件。片上无源元件 的好坏在很大程度上决定着射频集成电路的性能，这也使得片上无源元件的制作 和优化成为了近年来的一个研究热点。 第五章首先介绍了交叉耦合l c 振荡器的基本架构和振荡原理和k a c h u n k w o k 等在2 0 0 5 年1 1 月发表的论文中提出的低功耗的变压器反馈型v c o 。然后 本文在此基础上，提出了一种新型的功耗改进的变压器反馈型v c o ，并详细介绍 了这种新型v c o 的低功耗原理，版图设计，仿真和测量结果以及对这些结果的 分析和进一步的讨论等。 第二章高频电路基本理论 第二章高频电路基本理论 2 1 传输线理论 传输线由信号线和地线组成，其主要作用是传送电磁波和能量。电磁波在传 输线上通常是沿着信号线以及信号线与地线之间的区域传输。当电路的几何尺寸 远小于波长时，电磁波在电路上的相位分布可以忽略，此时电路可按集总电路处 理，传输线近似为短路线。当电路的几何尺寸可与波长相比拟时，传输线上的电 压和电流不再保持不变，而是随着位置的改变而改变，电磁波沿电路的相位分布 将不能被忽略。此时电路应按照分布电路处理。传输线已不再是短路线，而是一 个分布系统，应采用分布电路的分析方法对其进行分析和计算。任何的电路，元 器件，导线等在本质上都是分布系统，只是在一定的条件下它们的这种分布特性 是可以被忽略的，从而简化成集总系统。假设信号的波长为九，对于一段长度为， 的低损耗导线来说，如果，0 1 允，则可以把这个导线看成是集总系统。反之， 则必须将其视为传输线。 在射频集成电路设计中，当频率越来越高时，芯片内部将开始考虑传输线效 应。芯片量测时需要用较长的连接线将芯片连接至设备，此时必须考虑传输线效 应。传输线效应是典型的高频现象，是理解射频电路、信号与系统的基础。 在没有反射波的情况下，传输线上任意一点的输入阻抗为特征阻抗。射频电 路中常用的外接传输线特征阻抗为5 0 欧姆。 2 2 散射参数( s 参数) 一个系统的表征方式是多样的，为了简化分析或者说明一些重要的设计规则， 宏观上的描述很有价值，这种描述可以很好地表示系统的输入输出特性同时又不 涉及系统内部的具体细节。在一般的电子线路中，为了表示电路的特性，人们使 用了z 参数，y 参数，h 参数等。以最常见的z 参数为例，其二端1 5 1 网络的方程 为： 卧暖z 磊= = 心2 亿， 确定z 参数最简单方法是使端1 ：3 开路，然后通过实验确定各个z 参数。因为 端1 2 1 开路会使电流项变为零。例如让输出端i ：1 开路时，测定z l l 是最简单的，这 时第一个方程的第二项为零，只需要测量输入端1 2 1 的电流和电压就可以得到z l l 。 8 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 同理，用短路条件来测定导纳参数也是很容易的。这些常见的参数都可以用开路 和短路或两者结合的简单方式来进行测量。 但是，这些参数在高频测量时会遇到一系列的问题。以二端口电路为例，这 些参数必须在某个端口开路或短路的情况下，通过测量端口电压电流的方法测得。 在高频电路中，实现理想的开路或短路非常困难，特别在比较广的频率范围内来 说。而且，高频有源电路在工作时的阻抗有时非常模糊，端口的开路或短路也可 能导致电路不稳定，使电路发生振荡或停止工作。另外，高频电路中，信号以波 的形式传播，不同测量点的幅度和相位都有可能不同。这些问题使得基于上述这 些参数的测量方法难以应用。需要有一组不同于以上这些的网络参数来避开这些 实际的问题。 为了处理高频时电路各端口所进出波的辐射和相位关系，人们提出了散射参 数( s c a t t e r i n gp a r a m e t e r ) 的概念。这组网络参数有效利用了这样一个事实：当传 输线的终端连接负载是传输线的特征阻抗时，在终端不会引起任何的反射。所以 测量仪器和被测系统之间的连接线可以采用方便的长度值，不必进行开路或短路， 测量设备也得以简化。 a l 盔2 t w o - o o a n e 掀 2 图2 1 带有入射波和反射坡的二端1 7 1 网络 如图2 1 所示的二端口网络，a l 和b 1 分别为一端口的入射波和反射波，a 2 和 b 2 分别为二端口的入射波和反射波。出入电路的功率是由这些波的振幅和相位所 决定。归一化后的入射波和反射波表达式如下： 弘再 2 - 2 ) 6 2 面 2 - 3 可以看出，a 和b 的平方分别是入射波和反射波的功率。对于该二端口网络，s 参数由以下方程定义： ( 乏 = ( 要：乏) ( 三) c 2 4 ， 由矩阵方程式( 2 - 4 ) 可以看出，各s 参数的表示的意义如下： 第二章高频电路基本理论 9 s - 2 鲁l ：。，表示p 。舵匹配时，p 。r t l 的反射系数； s ：2 鲁l ；。，表示p 。n 1 匹配时，二端口网络的反向传输增益； 岛t5 等l = 。，表示p 。r 2 匹配时，二端口网络的正向小信号增益； 岛z2 鲁l 。，表示p o r t l 匹配时，p 。r t 2 的反射系数。 一旦一个二端口网络的端口特性用s 参数来表示，那么原则上不必知道这个 网络内部的具体工作情形即可直接设计系统。不过这种方法也可能会丢掉一些可 能比较重要的信息，如对参数或对工艺条件的灵敏度。所以，s 参数的测量经常 用以计算已知的拓扑结构中的某个元件的值，这个拓扑结构是依据物理考虑来决 定的。 用实现端口匹配的方法就可以完成s 参数的测量，在这种情况下测量时，不 会出现短路或开路，也不会导致晶体管的不稳定，大大降低了振荡的可能性。这 是s 参数最大的一个优点，也使得s 参数在高频领域几乎成为一个“万能”的工 具。 2 3 史密斯圆图 设计高频电路时，经常使用匹配网络。一个完全匹配的端口，可以将功率全 部传送过去。反之，一个不匹配的端口则会导致功率的部分或全部反射，引起损 耗或不稳定。所以，功率的反射系数和电路的阻抗匹配之间，有着密切的关系。 史密斯圆图则是形象地表示传输线，阻抗匹配等问题的一种图形工具。 史密斯圆图首先由美国人p h i l i ps m i t h 于1 9 3 9 年提出【1 2 】【1 3 】。此前，日本人 t m i z u h a s h i 于1 9 3 7 年也提出了类似的圆图【1 4 1 。因此该圆图被命名为 m i z u h a s h i s m i t h 圆图【1 5 】，文献中简称为s m i t h 圆图。 史密斯圆图在反射系数平面( r 平面) 中表示所有实部大于等于0 的z 值与 反射系数的关系，其公式为： 77 r = 碧 ( 2 5 ) 厶十二o 其中z 0 为传输线的特征阻抗，z 为传输线或端口的阻抗，若定义一个归一化阻抗 为： 1 0 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 z 2 了2 一2 ，+ p ( 2 - 6 ) z 0 乙 。 一 则等式( 2 - 5 ) 可以写为： r = 三= f 黜+ j f i i l l (27iz + “1 其中f r 。和r h l l 分别表示反射系数的实部和虚部。根据式( 2 6 ) 和式( 2 7 ) ，若 要使z = ( r 鼬，丌h ) = ，+ 豇，使等号两边实部与虚部分别相等。可以得到： 卜专) 2 吨= ( 爿 亿8 ， ( f r o - i ) 2 + ( r h 一) 2 = ( 三) 2 c 2 9 ， 式( 2 8 ) 和( 2 - 9 ) 均为以( r r 。，f h ) 构成的直角坐标系中圆的方程，分别表示了 圆心位于l 彳1 + ，) ，0j ，半径为彳+ ，的系列等电阻圆和圆心位于【1 ，比j ，半径 为比的一系列等电抗圆。其中可表示的标准化电阻的值从0 一直到无穷大，可表 示的标准化电抗的值从负无穷到正无穷。同理，我们也可以得出对应的电导圆和 图2 2 史密斯圆图【1 6 1 第二章高频电路基本理论 2 4 阻抗匹配 在射频电路设计中，很多时候都要考虑阻抗匹配的问题，也要用到阻抗匹配 网络。匹配网络的作用是进行阻抗变换。以放大器为例，在放大器的输入端通常 要进行共轭匹配，使匹配后的输入阻抗等于外部信号源阻抗的共轭，这样做可以 使放大器从信号源处获得最大的功率。在级间和输出端，同样需要进行阻抗匹配， 以获得最佳的功率传输效果及最大的输出功率。 有时，阻抗匹配不仅要考虑功率的传输，还要综合考虑噪声，功率附加效率， 线性度等因素，以使电路获得最佳的性能。例如在放大器的输入端进行噪声匹配， 使得输入阻抗对应于放大器最小噪声系数时的输入源阻抗。阻抗匹配起到的是阻 抗变换的作用，其本身不应该消耗功率， 用电阻网络进行匹配。 阻抗匹配所用到的电感和电容的值， 使用时尽量使用无损耗网络，通常不使 可以用电路方程来进行计算，也可以借 助上一节提到的史密斯圆图来进行。如图2 3 所示，当特定的阻抗值对应在史密 斯阻抗导纳圆上时，如果在该阻抗的前端用串联或并联电感或电容的方式进行阻 抗匹配，其前端看进去的阻抗值在史密斯圆图上会以一定的规律发生变化，沿着 阻抗圆或导纳圆移动。反射系数也会随之变化，若要使反射系数变为0 ，只需要 选取合适的电感或电容的值，使阻抗点变换到反射系数平面的圆点就可以。 图2 3 史密斯阻抗导纳圆图上的阻抗变换【1 7 】 使用史密斯圆图进行阻抗匹配，设计非常直观，方法也比较简单，精度大约 在5 以内，阻抗匹配也是史密斯圆图的重要用途之一。 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 2 5 本章小结 本章主要讲述了高频电路的一些基本理论，包括传输线理论，散射参数，史 密斯圆图，阻抗匹配等概念。这些概念使高频电路的分析与模拟电路有7 t l 曼大的 区别。在考虑高频电路时，不能采用模拟电路的思维方法，而应该用高频电路的 分析方法来对电路进行近似，分析和优化，充分考虑传输线效应，以及阻抗匹配 和高频反射等效应，以获得更加符合实际情况的结果。 第三章压控振荡器理论 第三章压控振荡器理论 3 1 压控振荡器概述 压控振荡器( v c o ) 是在没有外部输入的激励信号前提下，把直流电的能量 转化为周期性交流输出信号的电路，其输出频率由外部输入的控制电压来控制。 为了在没有外部输入信号的情况下可以产生并维持自我输出的振荡信号，振荡器 必须有正反馈机制以及足够的增益，才可以克服信号的损耗。同时，振荡器还需 要有选频网络，以输出合适的振荡频率。v c o 是射频集成电路中的重要模块，也 是近几年来学术和工业研究中关注最多的模块之一。 3 1 1 压控振荡器的数学模型 q 铴 i 图3 1 压控振荡器频率电压特性图【1 8 】 下面讨论压控振荡器的基本数学模型，如图2 4 所示的是一个理想的压控振荡 器的频率控制电压特性图，其理想频率电压的关系式如下： = c o o + 耳 ( 3 - 1 ) 其中，巧是压控振荡器的增益，是控制电压，是控制电压为o v 时的振荡 频率。压控振荡器的相位和频率之间的关系式如下： c 0 0 u t ：譬 ( 3 2 ) 1 4 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 根据以上两式，若髟是常数，则可以得到振荡器的相位如下所示： 9 2k 鼍+ 2 f ( + 巧) 衍慨 ( 3 - 3 ) = + 髟i 西+ 可以定义振荡器的相位增量如下： = k vi出(3-4) 在锁相环中，压控振荡器可以被视为一个理想的相位积分器，它的传递函数如下： 争( s ) ：生 ( 3 5 ) 3 1 2 压控振荡器的主要设计指标 压控振荡器的主要设计指标包括：中心频率，相位噪声，调谐范围，调谐线 性度，调谐增益，频谱纯度，电压幅值，功耗等。下面分别简介各指标。 中心频率：压控振荡器最大和最小振荡频率的中间值。 调谐范围：压控振荡器最大和最小频率的差值，有时也以该差值与中心频率 的百分比来定义。 调谐增益：即髟，一般将髟定义为： k ，= 塑 ( 3 6 ) a y 在电压变化范围很小时，可以近似写为： 髟鼍半( 3 - 7 ) 调谐线性度：理想的压控振荡器，其增益也在整个调谐范围内为常数。但在 实际的电路中，髟会有一些微小的变化。设计电路时，应该尽量使髟保持在一 个范围很小的波动范围内。 相位噪声：相位噪声通常定义为在某一给定偏移频率处的d b c h z 值，其中， d b c 是以d b 为单位的该频率处功率与总功率的比值。一个振荡器在某一偏移频率 处的相位噪声定义为在该频率处1 h z 带宽内的信号功率与信号的总功率比值。 频谱纯度：压控振荡器的输出波形并不是理想的正弦波，其中包含了一些高 次谐波，设计电路时应尽量抑制高频谐波，使能量集中于基频。这样不仅可以提 高频谱纯度，也可以改善相位噪声。 输出电压幅值：输出电压幅值对压控振荡器的很多特性都有影响，幅值越大， 其相位噪声越低，增益耳越小，功率利用的效率越高。 第三章压控振荡器理论 1 5 功耗：功耗与相位噪声等因素有着密切的折衷关系，一般来说，压控振荡器 的功耗越高，其相位噪声越小，输出信号电压幅度也越大。但在当前节约能源及 提高便携性需求越来越高的情况下，尽可能地降低功耗成为一种趋势。一般集成 电路中压控振荡器的功耗值是几个毫瓦到几十个毫瓦。 3 2 1 起振条件 3 2l c 振荡器的振荡条件 如果一个振荡回路有损耗，输入一个初始激励振荡之后，会产生一个衰减的 振荡。要想使振荡不衰减，能够一直持续下去，则需要在回路中加入一个负阻模 块，以抵消回路中的损耗。所以，只要把负阻模块和电路连接起来就可以构成负 阻振荡回路。根据负阻接入电路方式的不同，可分为串联接入和并联接入两种。 户卜- 1 氐卓? 中r 图3 2 是含有负阻模块的串联振荡电路，其中是回路中的负阻器件，r 则 是回路的损耗及负载。l 和c 表示回路内外等效的电抗振荡元件。假设电路中已 经有了振荡，回路中的电流可用以下微分式表示： i = i e 吨c o s ( c o t + 日) ( 3 - 8 ) 其中a = ( r 一岛) 2 l ，是衰减系数，是振荡的角频率。回路电流为一个随着时间 变化的正弦振荡。若r r d ，则仅 0 ，振幅会随着时间衰减；若r - 凡，则a = 0 ， 振幅保持不变；若r 0 ( 3 1 5 ) 、 枷) = 警k 脚) = 警b 一丽i o 丁a r a i o ) 删的负阻 饱和因子，y = 丽i o 型产，是器件的电抗饱和因子。 上面等式中，厶分别是稳态时的振荡频率和振幅。用等式( 3 1 5 ) 来判 断- l - 作点的稳定性非常的麻烦。采用图示判别的方法则比较简单。具体做法是， 在复阻抗平面上画出电路阻抗线和器件线，对于它们的其中一个交点，如果从器 件线的箭头沿着顺时针方向转动到阻抗线的箭头，所需要转动的角度小于1 8 0 。， 则该点是稳定工作点，否则，该点是不稳定工作点。 3 3 相位噪声 电路中的噪声源一般可分为器件噪声和外界的干扰噪声两大类。前者包括： 闪烁噪声和热噪声，后者有衬底和电源的噪声等。压控振荡器的器件噪声主要来 源于片上的电感，电容的寄生电阻，还有有源器件和偏置电路产生的噪声。有源 器件中的沟道，栅极，基极的串联电阻会产生热噪声，沟道中还会产生闪烁噪声。 其中，器件中的闪烁噪声会在频偏比较小的地方产生具有1 伊特性的相位噪声。而 器件中的热噪声，会在频偏比较大的地方产生具有1 序特性的相位噪声。 相位噪声通常定义为在某一给定偏移频率处的d b e a t z 值，其中，d b e 是以d b 1 8 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 为单位的该频率处功率与总功率的比值。一个振荡器在某一偏移频率处的相位噪 声定义为在该频率处1 h z 带宽内的信号功率与信号的总功率比值，如式( 3 - 1 6 ) 所示。 三洳 ：1 0 1 0 1 0 9 白鼍掣】 ( 3 - 1 6 ) 三 = l o g p 她学型】 ( 3 1 6 ) j a 御把， 其中，a t o 是频率的偏移量，k ( c o o + a t o ) 是在频偏a t o 处的噪声谱密度( 1 h z 范围内) ，只是载波的总功率。 噪声的产生机理非常复杂。为了更有效地分析噪声，人们提出了各种噪声模 型，比较典型的模型有l e s s o n 模型，h a j i m i r i 模型，r a e l 模型等，下面分别介绍 下这几种模型。 3 3 1l e s s o n 模型 1 9 6 6 年，l e s s o n 发表了一个关于相位噪声的经验公式1 1 9 1 2 0 】： 咖川。g 警 1 + ( 赤) 2 1 + 篱 m 其中，绞是振荡电路的有载品质因数，a a o 是频偏，f 是一个经验系数，是谐振 回路的平均功耗，q ，- 3 是闪烁噪声的拐角频率。从这个公式可以看出，要使相位 噪声减小，可以提高电压的摆幅( 增加) ，但这会受到电源电压的限制，最有效 的方法是在电路中尽可能使用高q 值的器件。 该公式是基于经验和实验测量得到的一个经验公式。经验系数f 的物理意义 并没有给出。该模型存在以下几个问题：首先，它是线性时不变系统的模型，没 有考虑噪声的频率转换，只考虑载波附近的噪声的影响，将低频噪声等因素排除 在外，这并不符合实际情况。其次，它假设出现的噪声里面，相位噪声和幅度噪 声各占一半，这在有些情况下并不非常确切。还有，线性的分析不能预测振荡器 的振幅，因为振荡器的限幅机理是非线性的。 3 3 2h a j i m i r i 模型 h a i m i f i 噪声模型是线性时变系统的噪声模型1 2 2 1 ，它把系统的噪声看作周期 稳态随机过程，且该随机过程的周期与振荡器的振荡周期一致。首先做以下几条 假设： 一、将白噪声视为在时域中非相关的随机采样过程。 二、噪声采样过程对振荡器的影响取决于采样的时刻，在振荡峰值处的采样 过程只产生幅度噪声，在振荡过零点处的噪声只产生相位噪声，其它时刻则两者 第三章压控振荡器理论1 9 都有。 在以上两条假设的基础上，h a j i m i r i 提出了冲激敏感函数( i s f ) 的概念。它 表示了在不同时刻单位冲击对振荡器相位造成影响的大小。这是一个无量纲量， 与振荡的幅度、频率无关，而与振荡的波形有着密切的关系。该函数可以表示为： 1 1 ( 卵) = i c o + gc o s ( n ( o o z + 吼) ( 3 1 8 ) n = l 见表示n 次谐波的初始相位，且不影响相位噪声的计算，往往可以忽略。 0 狐a 。1 v 二vv 厂 v 风叭瓜。 v 。b mv f 图3 5h a j i m i r i 模型中不同时刻的冲激响应 如图3 5 所示，在h a j i m i r i 模型中，不同时刻的噪声所引起的冲激响应是不同 的。在( a ) 中，在振荡的峰值时刻注入冲激电流，只影响到了振荡的幅度，对相 位没有影响。由于回路工作在稳定工作点，对这种幅度的改变具有自我调整能力， 经过几个周期之后，振幅又会恢复到原始状态，即电路具有振幅重建机制( 不过， 如果是理想的无损l c 谐振网络，振幅则不会复原) 。在( b ) 中，在振荡的过零点 时刻注入冲激电流，只会影响振荡的相位。但与对振幅造成的扰动不同，相位的 变化会一直保持下去，不会自动恢复到不发生扰动时的相位状态。相位的改变会 一直保持，并不断累积。相位的改变量可由下式给出： 1， ( f ) = 二ir ( c o o r ) i ( r ) d r ( 3 1 9 ) 吼僦二 其中，g 。是电容振荡时存储的最大电荷量，r 是噪声发生的时刻，r 是前面提到 的冲激敏感函数( i s f ) 。 根据h a j i m i r i 模型，可以推导得到相位噪声的计算公式为： 三( ) ：车娑 ( 3 2 0 ) 2 0 )三f 1 = 之坠生等( 3 、 7 g 三戤2 a c 0 2 其中，r 艄是冲激敏感函数的均方根，g 一是电容振荡时存储的最大电荷量，- 2 矽 是噪声的功率谱密度。 这个模型较为清晰地表示了振荡器受噪声影响的过程，应用也很广泛，可以 用于大多数类型的振荡器，而不仅仅局限于l c 振荡器或环形振荡器。只需知道噪 声注入处的电荷变化最大值g 一，噪声源的功率谱密度毒，以及振荡器稳态时 2 0 变压器反馈型压控振荡器集成电路研究 的振荡波形，就可以得到振荡回路的整体相位噪声。也可以使设计者能够对不同 的噪声源进行分别分析，找出对振荡回路影响最大的噪声源并加以抑制。通过这 一模型我们还可以看出，可以通过增大电容( 减小电感) 的方式来抑制相位噪声， 即通过的增大来使相位噪声得以减小。 h a j i m i r i 模型比l e s s o n 模型分析的更加详细，也提供了更多减小相位噪声的 依据。但是，这个模型并不牵涉对电路物理模型的分析，并不能在电路拓扑结构 方面对设计者进行非常直观的指导。 3 3 3r a e l 的相位噪声模型 r a e l 相位噪声模型瞄1 1 2 4 1 和h a j i m i r i 模