（微电子学与固体电子学专业论文）深亚微米运算放大器的研究.pdf

摘要 随着半导体制造工艺的发展，m o s 器件的最d , j j l l 3 5 尺寸已经达到深l f 微米量 级，这使得芯片运算速度更快，功耗更低，j ；。j j 功能受丰富，而成本更低，然 而随着m o s 器件尺寸的不断缩小和电源电压的降低，又带来了一系列问题，比 如短沟道效应、电势障衰减效应、源极引发能障衰退以及逆短沟道效应等。论文 首先讨论了这些效应对m o s 器件阈值电压的影响，建立了深亚微米m o s 器件 闽值电压的初步模型。 随着集成技术的发展，s o c ( s y s t e m 0 1 2 一c h i p ) 已经变成现实，并成为今后 发展的重要方向。s o c 采用深亚微米工艺制造和低压单电源供电方式，因此其 中的运放不但吾具有传统运放的特性，如高增益，低失调等，还必须有尽量大的 输入共模范围和动态输出幅度。所谓r a i l t o r a i l 运放就是指输入共模电压范围和 输出信号幅度部达到极限值，即等于或接近电源电压的放大器。本章将采用 0 ，1 8 u r nc m o s 工艺，设计了一种18 v 单电源供电的r a i l t o - r a i l 运算放大器。 这种运放在s o c 中将有广泛用途。 静电放电( e s d ) 严重影响着深亚微米工艺芯片的可靠性，因此本论文还对深 亚微米c m o s 工艺的静电放电保护进行了一些分析和讨论，提出了一些实现方 法。 在论文的最后，对近年来集成运算放大器的发展趋势和新工艺进行了一些讨 论，包括b i c m o s 技术，j f e t 技术以及其它一些现代运放设计中所采用的工艺 技术等。 关键词：深亚微米运算放大器r a i l t o r a i l 恒定跨导静电放电保护b i c m o s a b s t r a c t a l o n gw i t h t h ed e v e l o p m e n to fv l s if a b r i c a t i o nt e c h n o l o g y ，t h em o sd e v i c e s a r ed r i v e nt o w a r dd e e ps u b m i c r o m e t e rd i m e n s i o n sw em u s tp a ym o r ea t t e n t i o nt ot h e s p e c i a le r i e c t so fs u b m i c r o m e t e rm o s f e t s s u c ha sv e l o c i t yo v e r s h o o te f f e c t ，s h o r t d l a n n e le f f e m ，d r a i n i n d u c e db a r r i e rl o w e r i n ge r e t h u ss p e c i a lm o d e l sh a v et ob e u s e dt os i m u l a t et h ep e r f o r m a n c eo fs u b m i c r o m e t e rd e v i c e se s p e c i a l l yt h et h r e s h o l d v o l t a g e i nt h i sp a p e r ，t h et h r e s h o l dv o l t a g e o f s u b m i c r o m e t e rd e v i c e si sd i s c u s s e dd u e t ot h es p e c i a le f f e c t so fs u b m i c r o m e t e rm o s f e t s a l s oa l o n gw i t ht h ed e v e l o p m e n to fi n t e g r a t i o nt e c b n o l o g y ，s o c ( s y s t e m - o n c h i p ) i s c o m i n gt r u e n o w , t h et y p i c a lc h a r a c t e r so fs o ca r et h ed e e ps u b r n i c r o m e t e r d e v i c e sa n dl o w p o w e rd e s i g n i no r d e rt om a x i m i z et h ed y n a m i c r a n g e ，al o wv o l t a g e a m p l i f i e rm u s tb ea b l et od e a lw i t hs i g n a lv o l t a g e st h a te x t e n df r o m r a i l - t o r a i lo ft h e p o w e rs u p p l y t h i sr e q u i r e sc l a s s i c a la m p l i f i e r c i r c u i ts o l u t i o n st ob er e p l a c e db yn e w c o n f i g u r a t i o n s i n t h i s p a p e r ac o n s t a n tt r a n s c o n d u c t a n c er a i l t o - r a i l o p e r a t i o n a l a m p l i f i e rw i t hc o m m o n m o d er 由e c t i o ni sa c c o m p l i s h e du s i n g018 u r nc m o s p r o c e s s a t1 8 vs u p p l yv o l t a g e t h i sk i n do f a m p l i f i e rw i l lb ew i d e l ya d o p t e d i ns o c d e s i g n e s df a i l u r ei so n eo ft h em o s tp e r v a s i v er e l i a b i l i t y p r o b l e m sf a c i n gt h ei c i n d u s t r y t h ee s d p r o t e c t i o no fd e e ps u b m i c r o m e t e rc h i p si sd i s c u s s e di nt h i sp a p e r i n c l u d i n gt h ec o n c e p t i o no f e s d p r o t e c t i o n s o m es p e c i a le s d d e v i c es t r u c f u f e sa n d p r o t e c t i o nc i r c u i t s a tt h ee n do ft h ep a p e r , s o m en e wt e c h n o l o g i e so fa m p l i f i e ri sd i s c u s s e d t h e d i s c u s s i o nc o v e r ss o m ea d v a n c e dt e c h n o l o g i e s ，s u c ha sb i c m o sa m p l i f i e r s ，j f e t d e v i c e sm a ds o m eo t h e rt e c h n o l o g i e su s e di nc u r r e n ta m p l i f i e rd e s i g n k e yw o i d ：d e e ps u b m i c r o m e t e r ，o p ( o p e r a t i o n a la m p l i f i e r ) ，r a i l t o - r a i l ，c o n s t a n t t r a n s c o n d u c t a n c e ，e s d ，b i c m o s 深亚微米运算放大器的研究 第一章深亚微米集成制造工艺及器件模型 随着m o s 晶体管沟道长度的减小，其特性会产生一系列的高阶效应，因此 需要更复杂的模型来模拟其特性以达到足够的或更高的精度。器件模型( d e v i c e m o d e l ) 是c m o s 电路设计1 1 j 最为重要的一个瓶颈因素，电路仿真的精度 u 大程 度上依赖器件模型的精度。在0i3 u r n 以及0 1 3 u m 以下的工艺制程中，根据模型 的仿真结果已经很大地偏离实际r 上能，各种寄生参数对m o s 电路的影响越来越 大，电路设计者面临更大的挑战。 在本章中通过对深亚微米m o s 器件闽值电压模型的分析，让大家对深亚微 米m o s 器件有一个深入的认识。 1 1c m o s 器件的结构 1 1 h ( 1 i i l t , | 1r a l l q 、 n | 、“i l i ”i 1 图1 1c m o s 器件结构示意图 在现有流行的m o s 工艺中，互补m o s 晶体管( c m o s ) 占了很大的比重，这 主要得益于数字集成电路的迅猛发展。由c m o s 组成的门电路只在开关期间消 耗功率，其组成也只需要很少元件而且c m o s 电路也具有比其它半导体芯片 制造工艺较低的制造成本。c m o s 器件占领芯片制造市场的另外一个主要原因是 其能按比例缩小的特性。尺寸的缩小不断提高了m o s 器件的速度，用于射频的 c m o s 模拟电路现在已经可以处理几g h z 的信号了，这大大证明了c m o s 器件 深亚微米运算放大器的研究 的优良特性。 堑本佝n 阱c m o s 结构如图1l 所示。n m o s 做在p 型硅衬底上，两个重掺杂 n l g 形成m o s 器件的源端和漏端，重掺杂的多l 晁硅形成栅，在栅和衬底之问址一 层薄薄的s i 0 2 形成的栅氧化层。p m o s 做在n 阱( n w e l l ) 中，其结构与n m o s 类似， 只是源和漏的掺杂为重p 掺杂。另外，为了保证m o s 结构中所形成各种二极管在 任何情况下都不会正偏，n 阱和p 衬底都要接定的电位，一般是n 阱接比较高的 电位，而p 衬底接地。在n 阱c m o s 结构中，撼个p m o s 都可以处于独立的n 阱i 巾， 而所有的n m o s 必须共享同一个p 型衬底，这在c m o s 电路设计时需要注意，也 就是说，有些n m o s 会不可避免地存在体效应，而p m o s 3 可以避免。 n m o s 和p m o s 的电路符号如图2 2 所示。其中( a ) 中的符号直观地包括m o s 晶体管的所有四个端子，如果电路中n m o s 和p m o s 器件的衬底端分别都接地 和电源的话，也可以用f b ) 所示的符号来表示，这样就省去了一个衬底端。 6 年牛 图1 2 m o s 器件电路符号 1 2 深亚微米m o s 器件的阈值电压 了解以及确定深亚微米m o s 器件的闽值电压对于正确模拟其i v 特性是很 有意义的，这是因为闽值电压直接影响到m o s 器件的大信号特性从而进步影 响到其小信号特性。 m o s i 器件尺寸的持续缩小使得原来的一维m o s 器件理论无法精确地描述深 亚微米m o s 器件的各种特性，在深亚微米m o s 器件中，我们可以发现许多新的 现象比如短沟道效应，源极引发能障衰退( d r a i n i n d u c e db a r r i e rl o w e r i n g ) 以及 逆短沟道效应等，这些实际上吉1 是三维特性，精确地模拟非常困难i ”。 2 s i | 。j 1 d 叫 一d j 1 。 叫 淋业微米运舜放大器的埘矗 对 窿 棒 赫 撼 廑 为了更精确地模拟深亚微米器件的特性，人们用到了所谓工艺计算机半自动 设计( t e c h n o l o g yc o m p u t e ra i d e dd e s i g n ) l l 具，比如器件模拟工具m e d i c i $ 1 i 艺 制程模拟工具t s u p r e m 4 等m e d i c i l 2 1 是一个二维仿真工具，它允1 ：使用者建 立一个半导体器件的二维结构模型，包括氧化层和硅区域的定义、掺杂剖面、边 界以及掺杂极性等用来仿真器件的i 特性。 121 非一致掺杂沟道( n o n - u n i f o r m l yd o p e dc h a n n e l ) 原始的一维m o s 器件闳值电压模型是在沟道均匀掺杂的情况下得出的，如 下式： ：+ 2 巾，+ 鱼型攀型：+ 2 。，十，厩( 1 1 ) l “ 其中是平带电压，中，为费米电势，c 。为栅氧化层电容密度，n 。为 衬底均匀掺杂浓度，为衬底与栅之问的电压， ，被称为体效应参数。 上面的等式只在m o s 器件掺杂属性为均匀的前提下才可以近似成讧。然而在 现在的集成电路制造工艺流程中，沟道最终形成之前要经过多次离子注入及扩 散，导致沟道内的掺杂浓度并不是一致分布的”i 。每一次离子注入或扩散都有其 特定的功能，比如提高器件的性能和防止短沟道效应等。其中闽值电压校准注入 图13 非一致掺杂沟道 是为了使m o s 器件的闽值电压能够达到要求的大小，穿通注入是为了防止沟道 穿通，这在深亚微米工艺制程中有很重要的作用。 最终实际沟道中的掺杂浓度有两种近似分布形式，一种是纵向非一致掺杂， 涞业微米运弹放人器的 ! j 究 种足横向m 。致掺杂，如图i 3 ，其中( a ) 为纵阳 i ：致掺杂线( b ) 为獭向m 一致掺杂曲线。 为了得到在非一致掺杂情形下的模型，人们进行了很多尝试，其t l 包括 引入一。校准注入参数，a r o r a 掺杂转化程序l “，改进的a r o r a 掺杂转化程序【7 1 ， q u a s i - d e l t a t j 法1 8 以及基于半导体实验的反型区电荷闭巧、模型州等。 为了简化起见，我们a j 以用一个有效掺杂浓度n 来代替式i 1 中的n 。【i o j ： ：+ 2 q + 鱼型罂型( i2 ) l ，】。 基j ：义献 1 0 】的理论分析，我们可以根据沟道中峰值掺杂的位置、峰值掺杂 浓度以及初始沟道掺杂浓度等参数米确定一个有效的沟道掺杂浓度。，用米校 准。 2 2 短沟道效应f s l l 0 i tc h a n n e le f f e c t ) 在m o s 器件的沟道比较短晌情况下( 小于2 m ) ，其闷值电压将会随着有 效沟道长度的变化而变化。这足因为随着沟道长度的变小，棚下的耗尽区1 乜荷q 。 不仅会受到栅f b j _ 硼0 控制，也会受到源干漏f u 爪的影响，沟通t i t 的i b 场力向，坦的 很复杂。基于电荷分享模型( c h a g es h a r i n gm o d e l ) i ，短沟道闽值电压。可以 由下式得出： 岷枷s 十等器 = _ 。+ ( i ) 。+ g o - “u 7 小面i 二丽 ( i3 1 1(1)=2q)，,t,iq 叭为矍h 旭li ： ， ， 。一( 饱和区) ( 12 1 ) 相应的m o s 器件跨导g ，分别为： 深亚微米运算放，：器的研究 叫。等嘣电嘲 舻从i w ( 圳= 肛摹( 柳区) 9 ( 12 2 ) ( 12 3 ) 堡些塑鲞堡整堕奎墅塑坚圣 - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - - _ _ - _ - _ _ _ _ - n = j o 。f + kj “厣了乏一 2 ：j 、k 。 州。、旷等 肟+ 一：+ h 。 i”。毒筑1 吨。卜小n 卜| n ”r 生字炉_ f 1 ) 、1 印r 。卜卜专卜- 、卜m 等卜小 一h 也针! 叫、 p 。竽1 i 毛一c - , 。_ 。 m j 。、= k ，一k 。t n k = k i ， f ，f j 艇。= 足二 ，州” ! = 、乐瓦i 可i l i + d i i 2 。”1 l ! 。= 0 i 、j x j 。；0 1 “t 1 + d l t ! 。v b 3 r # 1 萨、厩瓦丽 蜘j 警 脚 j 筹 i k i f ：l 。十0 珂f 氙一f 太一6 。十i 互= _ 二下；= _ ：j i r 蕊】6 1 2 0 o o i ) n 小，一矧 f j ，。l 。1 l 竺挲) 1 0 深亚微米运算放大器的研究 第二章放大器基础 运算放大器：( o p e r a t i o n a la m p l i f i e r ，o p ) 是模拟及混合信号系统咿一个重要 的组成单元，在对模拟及混合信号的处理巾扮演着各种不同的作用，包括放大， 滤波以及偏置的产生等。从本章开始，将对运算放大器的些基础电路进行研究。 2 1 栅漏短接的m o s 有源负载 在c m o s 集成电路中，一般不直接采n j 无源电阻做负载，这是因为无源电 阻的阻值一般做得不精确，尤其是小阻值的电阻，而且如果要得到同样阻值的电 阻，采用无源电阻要比采用有源电阻占用更大的芯片面积。 栅漏短接的m o s 有源负载形式电通常被称为”二极管连接”，如图21 ( a ) 。 寺 图2 1 ( a ) 栅漏短接的n m o s 和p m o s 器件( b ) 小信号等效电路 由于这种连接方式的n m o s 和p m o s 都工作在饱和区( 在。= p 茜 的 情况下) ，所以其电流与电压之间的关系满足式( 1 2 1 ) 。这种连接方式的有源负载 的v 曲线如图2 2 所示，其i v 曲线与p n 结二极管的v 曲线很相似，这也是 “二极管连接”名称的由来。利用图2 2 ( b ) 有源负载小信号等效电路，我们可以得 到器件的阻抗 1 。= 二1 ( 21 ) g m + g 。6 + 如果忽略体效应，并且g 。 ，出，则有源负载的阻抗为，= 1 g 。 深亚微米运算放大器的研究 d 06 0 1 2 8 图2 2n i v l o s 有源负载肼特性i t h 线 考虑图23 所示的采用有源负载的共源电路，我们可以得到其交流小信号增 益为 4 。= 一 将 一。= 一 因 4 。= 一 v o u t 级 上式表明，采用有源负载的共源级放大电 路的交流小信号增益是一个常数，不随其它参数变化。上式是在忽略了体效应以 及沟道调制效应等种种前提下得出的，但实际上在深亚微米集成电路设计中晶 体管的特性不是简单满足式( 1 2 0 ) ( 12 3 ) ，而且沟道长度调制效应也很显著，实 际电路的增益会随电源电压等变化，如图2 4 。 深亚微米运算放太器的研究 图24 图2 3 所示共源级在电源电压变化的情况下的增益变化曲线 2 2 电流源负载 电流源负载形式可以提供比较大的负载电阻，从而在放大电路中实现比较大 的增益。有些资料中将电流源按电流的流入流出方向的不同分为o , ( c u r r e n t s o u r c e ) 干n 电流阱( 或电流沉，c u r r e n ts i n k ) ，但是由于它们机理是相同的，在这里 我们统一称它们为电流源。 、 图25 使用电流源负载的共源级 一个简单的使用电流源做为负载的共源放大级电路如图2 5 所示。 潍亚微米运算破大器的料究 在闭25 的电路亿m 2 足t i z 7 r 源负载，该电路f t j “流传输特性f i l l 线如| 冬| 26 。 在该罔中，m 1 与m 2 同时在饱和区的那段斜线的矧率是与该共源级放大电路的 交流小信号增益相对应的。从图26 我们还可以看 | ；，如果m i 和m 2 都工作在 饱和区，那么输 信号的直流电平随着输入信号的j t 模电压的变化而大幅度变 化，这在有些时候是我1 f 1 2 , c 想看到的，所咀通常这时要引入个共模反馈电路来 稳定输出信号的直流电平。 1 8 1 2 6 0 0 m a ，0 口：r o u t v 1r l 图2 6 图2 5 所示共源级直流传输特性曲线 从图2 5 的输出点昏进上的总的输出j 5 且抗等j 二七，勺：，所以垓放人l 乜蹄的j ：i 益为 彳。= 墨巴= 一g 。( r 0 i ir o ：z )( 25 ) 假设偏置电流的大小为，d ，由式12 3p j , 7 及r oz 1 刀。，上式可以表示为 妒萼瓣2 需 qs ， ( 十如) ( 丑，+ ) ，。 、 上式表明，偏置电流，。越小，小信号增益越大。 与前面讲到的采用栅漏短接方式的有源负载不同，由于采用电流源做为输出 负载，图2 5 的输出节点成为一个高阻点，因此其频率特性比较差。为了分析这 - a 我们将图25 中与输出节点有关的寄生电容都标出来，如图2 7 a 其中c 删 和c 州：分别为m l 和m 2 栅与漏之间的寄生电容， c l 和c ：分别为m i 和m 2 源业微米运算放，i 器的研究 v o u t 图27 加入寄生电容的图2 , 5 电路 漏与衬底之间的寄生电容。假设该放大级的交流增益为爿。则c 鲥，等效到输出 端的米勒电容为： c = c 删0 + l l a 。) ( 2 7 ) 由于a 。比较大，所以 c m “c l ( 2 8 ) 所以输出节点的时间常数为： f 州= ( r 。ii i ，。2 ) ( c s d 2 + c g 洲+ c 西l + c 四2 ) ( 2 9 ) 因此该放大级的- 3 d b 频率为： ，：l ：二一 ( 2lo)i o u t 2 z ： c 叫2 z r ( r o ll | 厂0 2 ) ( c 鲥2 + c s d l + c 西l + c 由2 ) 。 由于输出阻抗岛，r o ：的值比较大，所以工。比较小。 2 3 源极跟随器 前面讨论的放大级电路都是采用的共源形式，其特点是输出阻抗比较高，因 此交流小信号增益也比较大。有时候我们不需要对信号进行放大，而是需要引入 一个缓冲级，来驱动一个低阻抗的负载，这时就需要采用一种源极跟随器形式的 1 5 一 深亚微米运算放大器的研究 电路。 ( a ) 12 0 一 ) 6 q o m 一 斗0 0r t l e0 口 ( b ) 图2 8 ( a ) 源极跟随器：( b ) 输入输出特性曲线 一个简单的源极跟随器结构如图2 8 所示。我们可以看出，在源极跟随器工 作时输出的电平总是比输入低。，而且其交流小信号增益为陋9 5 8 l ： 小瓯 ( 21 1 ) 从上面的公式可以看出，由于源是输出点，所以n m o s 源极跟随器( n 阱 c m o s 工艺) 的m o s 管会受到体效应的影响。体效应使得闽值电压随输出电压增 大而增大，使得实际的输出电压最大值会远远低于v o o a 2 4 共栅级 一个采用有源负载的共栅级放大电路如图2 9 所示。该电路输入级阻抗的值 为1 ( g 。+ g 。) ，可以看出，m 1 的体效应减小了共栅级的输入阻抗- 忽略体效应，该放大级的增益为盼r 5 ”： 4 ：鳖：二五：二五：甄 ( 21 2 ) ，。 一k 一f l g m 潍弧微水运算般大器的蹦究 2 5 共源共栅级 图2 9 共栅放大级 v o c t 基本的共源共栅( c a s c o d e ) 结构如图2 1 0 ( a ) 。相对于普通的采用电流源负载的 共源级电路来说，该结构有两个显著的优点。由于输出阻抗非常大，所以共源共 栅级的增益非常大；另外，由于输入管m 1 的漏端是低阻抗点，所以等效的米勒 电容非常小，对频率特性非常有益。 共源共栅级的交流小信号模型如图21 0 ( b ) 所示。除掉后其余部分的小信 号模型可以与级联电流镜的输出小信号模型等效，故其输出阻抗为： r o = r i + r 0 2 + ( g 。2 + g m 2 ) f 2 ( 21 3 ) 一股情况下， g = r o 会远远大于l ，所以r oz ( g 。! + g m 2 ) r o ：。整个共源共 栅级的增益则可咀由下式得出陋p 5 0 8 l 一 爿，= 一g 。1 ( r oi ir 0 3 ) = 一g ，l 【( g 。3 + g m ：) l 3 | | r 0 3 】一g 。l 3( 21 4 ) 可以看出，上面所得出的增益并不是很高，这是因为r d ，并联在了共源共栅 级的输出电阻上，从而大大降低了增益电路的输出阻抗。为了解决这个问题，我 们可以将m 3 用级联电流源( 共源共栅电流源) 代替，如图21 l 。忽略n m o s 的体 1 7 下 深亚微米运算放大器的研究 效应，该电路的输出m 抗为 ，0 。( g 。! 1 ，；：) i | ( g 。，3 0 j ；j ) 则图2 1l 所示放大器的增益为 彳，z - g ，1 ( g 。= 7 ：l ，：) 1 1 ( g ，3 ，；，： ) v g g 2 ( a ) 图21 0 ( a ) 共源共栅级( b ) 交流小信号模型 ( 21 5 ) ( 21 6 ) 下霹我们来分析共源共栅级的频率特性。假设共源共栅级被另外一个电路驱 动，该电路的输出阻抗和电容分别为只。和q ，根据米勒定理，我们可以得到 图2 1 2 所示的高频小信号模型。 1 9 一 深亚微米运算放大器的研究 c ：“、“i + + c 羽+ 南) c 3 = c 州：+ c 州! + c 6 j 3 + c s d 3 十c ( 21 7 ) f 21 8 ) 其巾爿。为m 1 漏端的交流小信号增益，c 。为接到输出点的负载电窬。另外 共源共栅级的输入电容c 。为： c 1 = c s + c “j ( 1 + i 爿，l1 ) 图21 l 采用共源共栅负载的共源共栅放大器 ( 21 9 ) 图21 2 加入前级电路的共源共栅级等效电路 深亚微米运算放大器的硎宄 由于m 1 的漏端是低叭抗点，因此 爿。i 比较小，等效剑输入端的米勒电容 也比普通共源级的小很多，因此，f ，不再是决定输入级时问常数的主要凶素 输入级和输出级的刚问常数分别为 f = 3 c ( 22 0 ) ( 22 1 ) 与m 1 漏端相关的时间常数为： = 斟斟牛 但：z ， 由于m 1 漏端的阻抗非常小，所以r 。对共源共栅级频率特性的影响几乎可 以忽略。 2 6 甲乙类共源输出级 一个简单的推挽( p u s h p u l l ) 输出级如图21 3 所示。 v j n 图2 1 3 推挽输出级 v o u 实际上这种输出级在数字逻辑电路中是一种反相器，如果要在模拟电路中使 用的话，则应该使m i 和m 2 都保持工作在饱和区。m 1 和m 2 都以共源的方式 工作，其交流增益为： 爿。= - ( g 。，+ g 。2 ) ( l | 1 ，口2 ) ( 22 3 ) 一2 0 深亚微米运算放大器的研究 推挽输出级之所以被普遍地使用是因为其比较大的电流输h j 和吸入能力，而 且它能够使得输出信号的幅度可以达到v d d 或v s s ( g n d ) ，也就是所谓的输出 轨到轨( r a l it or a i l ) 。由于其比较大的电流输出能力，因此它也常被用来作为输出 v i “ 图21 4 采j _ j 推挽输出级的单位增益缓冲级 缓冲级( b u f f e r ) 使用，图21 4 就是一种单位增益的输出缓冲级。其中两个运算放 大器的作用是比较输出和输入信号的大小，并产生合适的偏置电压去偏置m i 和 m 2 ，将输出和输入信号拉到相同的电位。 实际上我们常常会将输出级偏置在乙类或者甲乙类。一种实现方式如图215 所示。浮动电流源的作用是确定静态工作点使m o s 管能够正常工作。注意i ，。 既可以流入电路，也可以流出电路。如果i ，。流入电路，则会导致流过m 4 的电流 变小，流过m i 的电流增大，同时导致m 2 和m 4 的栅电压同时升高，流过m 4 的电流变小，流过m 2 的电流变大，从而使得该输出级从负载吸人电流，反之， 如果i 。流出该输出级电路的话，则该输出级向负载注入电流。该输出级的输出电 压摆幅也可以达到电源电压的两个端，因此可以用在低压运算放大器的设计中。 另外一种甲乙类输出级放大电路如图21 6 所示。该电路与文献 1 4 1 p 2 5 0 中 的输出放大级电路类似，只不过采用了级联电流镜形式，进一步加大了输出阻抗， 从而增大了交流增益。假设电路中所有的n m o s 的尺寸相同，p m o s 的尺寸也相 2 1 深亚微米运算放大器的研究 同，而且将所有流j 立m o s 管的静态电流偏置在同样大小，则这利输出放人级的 交流增益为【15 - p l ： 小一型辛毕 ( 2 2 4 ) g ，1 ig n l l 2 这种电路形式有时也被称作运算跨导放大器( o t a ) 。 1 五 圈21 5 采j f 】浮置电流源的甲乙类输出级 2 2 深亚微米运算放大器的州究 v 1 n 图2 1 6 另外一种甲乙类输出级放大电路 - 2 3 v o u t 源弧微米运算放大器的研究 第三章运算放大器设计 在本章中，我们将对运算放大器的一般设计方法进行讨论，先从基本差分对 开始，然后列一级运放、二级运放等一些运算放大器的基础电路形式进行分类研 究。同时也将对与运算放大器特殊属性有关的版图设计进行一定的研究，力图从 版图设计上使运算放大器的没计性能得到晶大程度的改善。 3 1 差分输入级 差分放大器是c m o s 模拟集成电路设计中的基本单元电路之，对它的性 能和设计方法的理解是非常重要的。差分电路对环境噪声和电源噪声的抗干扰能 力非常强，可以增大输出信号的有效幅度，同时，差分电路也可以提供更高的线 性度。 3 11 基本差分对 一个基本的差分输入对如图3l 所示。 巾m 5j ：f l m 6 组成的电流镜产，扛差分对的尾电流，。，关于差分对的讨论已经 圈3 1 基本差分对 i o ：= 1 8 ：+ i 靠 卜v i 2 深亚微米运算放大器的研究 很多，在这里只给出结果p 2 5 ”。 = 等i - + ：每i - 一 熙 露i 4 , 差分对的跨导可以由下式表示： = ：鲁= 再 差分对的最大输入差模电压： ( 31 ) ( 32 ) ( 33 ) ( 3 4 ) 由于差分对存在非线性，上面的结论只是在输入差分信号幅度比较小的情况 下才近似成立，若输入差分信号比较大的话，会产生线性误差。理论和仿真结果 表明，尾电流k 越大，差分对m o s 的l 越小，线性度越好，图3 2 和3 3 是 在不同，和w i l 下的仿真结果。 图3 2 不同尾电流情况下的差分对漏电流 0 m 男 = v u u u u u u u u u 0 謇| 锨 孙 翰 弼 埘 加 佃 嘶 一v 椿弧微米运算放大器的研究 1 1 0 u 9 0 ，a u 7 0 0 u d5 0 0 u 一 3 0 、q u 1 0 0 u a o u - 2 盯0 m 图3 3 不同w ，l 下的差分对漏电流 在运算放大器的设计中，有时候不需要考虑输入差分对的线性，这是因为运 算放大的开环增益都非常大，而且运算放大器一般都闭环使用，这样的话运放输 入端的差分信号幅度会非常地小，故对线性度要求不是很高。但是在跨导放大器 的设计中则对输入差分对的线性度要求比较高。 3 ，1 2 差分对的版图设计 由于差分对的特殊性质，其匹配度对整个输入级的性能有很大的影响。在实 际硅片中，难免在各层厚度、扩散浓度，光刻精度上存在梯度或者分散性这些 不对称性会产生输入失调误差。虽然这些问题无法完全避免，我们还是可以通过 版图设计中一些技巧来减小不对称性的程度，从而降低失调误差，同时改善差分 对的其它一些性能。 差分对版图设计的一个重要原则是“同矩，c , ( c o m m o n c e n t r o i d ) ”1 3 - f - i ”设计， 也就是使差分对两个输入管的矩心在一个点上，这样就产生一维交叉偶合 l 】二维 交叉偶合的设计方法，如图3 4 和35 。在版图设计中，为了使需要对称的m o s 管周边环境相同，需要在差分对管的周围放置一些d u m m ym o s 管。 深亚微米运算放大器的研究 图34 一维交叉偶合差分对版图 图3 5 二维交叉偶合差分对版图 3 , 2 采用有源负载的差分放大级 输入差分信号引起的差分对管漏电流的变化需要经过电阻才能转变成电压 的变化，一般情况下，为了减少版图面积，会采用有源电阻来代替无源电阻。差 分对既可以采用二极管连接形式的m o s 管作为负载，也可以采用电流源形式的 m o s 管作为负载，如图3 6 。 一2 7 诼微米运算放大器的研究 ? h j i ，_ v ( b ) 图3 6 ( a ) 以二极管连接的m o s 为负载的差分对；( b ) 电流源负载的差分对 图3 6 ( a ) 中，二极管连接的p m o s 管要消耗一定的电压余度，而且其阻值比 较小，因此增益也比较小：对q - - ( b ) 来说，交流增益则相对大得多而且其输出 摆幅也可以比较接近电源电压，但是其频率特性不如( a ) ，故在选择上要注意各种 参数要求的选择与折衷。 一种综合上述( a ) ( b ) 两种负载 形式优点的负载电阻连接形式如图 37 1 3 p i 。这种结构的二极管连接 、。 有源负载的电流被电流源m 3 和m 4 分担了一部分，其跨导变小，从而 等效交流负载变大。可以说这种结 构是图36 ( a ) ( b ) 两种结构的折衷。 进一步提高电路增益的方法可 以参考以前讨论的共源共栅的讨 论。带共源共栅有源负载的差分放 大器结构如图38 c a ) 所示，( b ) 为其 图37 改进的差分对负载连接方式 深亚微米运算放大器的研究 单端输出形式。这两种形式的交流小信号增益都可以用下式表示陋p ”4 】： a ，g 槲( g 。c 2 ，k ：j 。：1 | g 。c d ，t 4 ) ( 35 ) m v b 2 1 图38 共源共栅差分放太器 ( b ) 这种负载形式的放大器又被称为套简式共源共栅( t e l e s c o p ec a s c o d e ) 运算 放大器，这种放大器的缺点是消耗太多的电压余度，并且很难实现输入和输出的 直接相连( 用在单位增益缓冲级) ”。p 2 4 ”。 3 3 宽输入范围差分放大级 随着深亚微米工艺的不断改进，供电电压不断降低，在这种情况下为了保证 仍然比较高的动态范围和信噪比，要求每个电路模块的输入和输出信号的摆幅都 要尽量的大。实现宽的输入共模范围的方法就是互补差分对，也就是将n 型差 分对和p 型差分对结合起来使用。图3 9 所示的差分放大器电路便是这样一种电 路。 假设两个电流源的电流都是2 ，并且各电流镜都是l ：1 的关系。如果输入信 号的共模电压使得由m 1 和m 2 组成n 型差分对以及由m 8 和m 9 组成的p 型箍 2 9 深亚微米运算放大器的研究 分刘。 f l ；开启的话，则m i o 的静态电流，镜蒙到m 1 2 ，m 3 的静态电流，镜象到 m 6 ，从而使得m 4 和m 1 1 的静态电流都为2 1 ，从而输出级m 5 和m 7 的静态电 流也为2 1 ，进而可以得出该放大器的小信号电压增益为： 彳，= ( g 。+ g m ) k o s ( 2 i ) l if o ，( 2 i ) 】2 踹 36 ) v i l v i 2 图3 9 宽输入范围差分放大器 v o 如果输入信号共模电压升高，导致p 型差分对截止，流过m 1 1 的静态电流为 从m 3 镜象到m 6 的电流，m 4 的静态电流也为，因此输出级的静态电流为，a 放大器的小信号电压增益为： 妒川“叫2 霰南 、 7 同样的分析可以应用于输入信号共模电压比较小的情况下，n 型差分对截 止，此时放大器的小信号电压增益为： 小) 1 1 “叫2 志 3 + 8 如果设置n 型差分对和p 型差分对的m o s 跨导相同的话，我们可咀使得三 深亚微米运算放大器的研究 种情况下放大器的小信号增益相同，并且为： a ： 墨! !：丛：墨! ! 。 ，( 如+ 厶)，( 五5 十五)，( 5 + 五，) cr e s p o n s e 5 3 4 5 4 6 一 可 一4 4 4 2 4 0 ( 39 ) 图3 1 0 不同输入共模电压下图3 9 电路的增益曲线 图3 1 0 是在不同的输入共模电压下仿真得到的图3 9 所示放大器的交流小 信号电压增益曲线。可以看出，在很大的输入共模电压范围内，放大器的增益保 持基本相同。这对信号的低失真设计有很大的好处；另外我们知道，一个增益变 化的运放很难补偿其相位阀度，从而会导致系统的不稳定，这也需要一个增益不 随输入信号共模电压水平值变化的放大器。但是该电路有一个缺点，就是其输出 级的静态电流不是恒定的，这会造成带负载情况下增益的变化，也会导致大信号 情况下放大器压摆率的变化。更完善的恒定增益电路会在后面讨论。 。 3 4 反折式共源共栅运算放大器 为了克服普通共源共栅电路输入和输出电压范围受限制的缺点，一种叫做反 折式共源共栅( f o l d e dc a s c o d e ) 结构的运算放大器应运而生。这种结构的原理是用 独立出来的一个差分对向共源共栅结构提供随输入电压变化的电流信号，利用共 源共栅结构高输出阻抗的特性得到高的交流增益。 如图3 1 1 ，假设所有n m o s 的尺寸相同，所有p m o s 的尺寸也相同，计算 其静态工作点。m 3 m 4 的静态电流为，i ，m 5 至m 1 0 的静态电流为，l 一，。2 。 输入差分对将输入的交流宅压信号v 。转变为漏电流信号g 。”g 为输入差分对 深亚微米运算放大器的研究 的跨导。该电流同时引起流经m 5 至m 1 0 的电流的变化，从而在输出端产生交 流电压v 。，其值为： ，。= g 。r 。 堋，g m l ，。( t 0 6 ( 1 + g , 6 r 0 4 ) 】i | j 8 ( i + g 。h r t n ) 】 ( 3i o ) 其交流小信号增益为： a 。= g r 。 ( 3j 1 ) v i n + h 图3 1 1n 型差分对输入反折式共源共栅放大器 如果在输出接一负载电容c ，则其主极点在1 2 z r r o t c ，次极点由m s m 6 和m 7 m 8 的源端的时间常数决定，这个极点一般要大于单位增益带宽g 。2 ； k 7 这是因为该点是一个低阻抗点。因此这种放大器实际上是一种单级放大器。 下面介绍一下这种共源共栅放大器输入范围的扩大方法。在前面我们曾用互 补输入差分对来扩大输入信号的共模范围，我们仍然可以用这种方法来扩大共源 共栅放大器的输入共模范围，如图3 12 。修改后的兆源共栅放大器输入信 - 3 的共 模范围可以达到电源的两端( r a i lt or a i l ) ，但是由于特殊的输出结构，其输出摆幅 深亚微米运算放大器的研究 会受到l 艰带0 。 图31 2 宽共模输入范围拭源共栅放大器 3 5 带输出级的共源共栅放大器 在许多应用中，为了获得比较大的负载能力，放大器需要有个输出级，在 提供大电流输出的同时也能保证足够的电压增益。在这里着重介绍带放大作用的 共源输出级，如图3 1 3 。 二极管连接的m 0 6 和m 0 8 将输出级偏置在甲乙类，并且和补偿电容c ，一 起形成消除零点的补偿方式( 这里r ：= 1 g 。0 6 | | 1 g 。0 8 ) 。输出管m 0 5 和m 0 7 的，可以尽量地大以提高驱动能力，但这并不以为着沟道长度可以无限制地 变小，这是基于e s d ( 静电保护) 的考虑，在以后的讨论中会提到。另外由于 输出级采用的是共源的方式，因此输出信号的摆幅可以达到整个电源电压的范 围，这在低压设计中非常有用。 深亚微米运算放大器的研究 3 6 差分输出运算放大器 36 1 全差分运放的概念 图31 3 共源共栅放大器输出级 一个差分输出运算放大器的符号如图3 1 4 ，其开环增益为 一。：业 v r + 一1 卜 ( 31 2 ) 这种运算放大器也被称为全差分运算放大器。在线性应用中，全差分运算放 大器常被接成负反馈形式，此时可以认为： v 件1 卜1 。+ 一v p ( 31 3 ) 堡垩垡鲞墨簦垫查墅塑竺窒 一 - _ _ _ _ _ _ _ _ _ - _ _ _ _ - _ - _ _ _ _ _ _ _ _ - _ _ _ _ 我们可以使用两个单端输m 运贸：放火器来组成一个全差分运算放大器，如图 31 5 。这种方式在低频f 工作止常，但是由于两个单端输出运放的连接方式并不 相同，所以其频率特性也刁i 相同，