（微电子学与固体电子学专业论文）射频cmos功率放大器的研究与应用.pdf

摘要 射频功率放大器模块是无线通信收发器中的重要模块，它的作用是放大高频 信号至所需的功率，并送至天线辐射出去。随着深亚微米c m o s 技术性能的提高， 采用深亚微米c m o s 技术成功的设计了射频功率放大器，实现了基带，射频，模 拟模块的单片集成。 本文结合无线抄表系统的系统要求，综合比较各种功率放大器的特点给出了 射频功率放大器具体的设计方案，即经典的a 类放大，设计了一款典型的双带射 频c m o s 功率放大器，其工作频率在4 3 4 m h z 和8 6 8 m h z ，采用并联的单级放大 器结构，在低压供电的情况下达到了最大的附加功率效率，功率调节范围达到 4 0 d b 。为了实现低压低功耗的设计，设计采用t s m c 0 1 8 , um 工艺，1 8 v 电压供 电，综合考虑了深亚微米c m o s 器件的短沟效应，解决了输出功率，功耗，功率 的线性控制和衬底耦合和低击穿电压等关键问题，经过了两次流片完全解决了功 率放大器设计中遇到的这些问题，测试结果符合用户的设计要求。除了无线抄表 系统的射频c m o s 功率放大器之外，文章同时介绍了蓝牙射频c m o s 功率放大器 的设计，各项仿真指标基本达到设计要求，但是没有流片。射频c m o s 功率放大 器的成功集成实现了射频，模拟，基带的单片集成，因此文中给出了s o c 芯片的 版图。 关键词：c m o s 功率放大器射频线性化 a b s t r a c t a b s t r a c t p ai sv e r yi m p o r t a n ti nt h ew i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，i ta m p l i 匆h i g h f r e q u e n c ys i g n a lt ot h ed e s i r e dp o w e ra n ds e n df r o mt h ea n t e n n a w i t ht h ei m p r o v eo f s u b - m i c r o m e t e rt e c h n o l o g y , b a s e - b a n d ，d i g i t a la n da n a l o gb l o c ka l es u c c e s s f u l l y i n t e g r a t e di nas i n g l ec h i pw i t hc m o st e c h n o l o g yw i t ht h ed e v e l o p m e n to fp a b a s e dt h es y s t e md e m a n d ，c o m p a r ed i f f e r e n tc l a s so fp a ，ad e s i g ns c h e m eo f c l a s sai sd e t e r m i n e di nt h i sp a p e r at y p i c a ld u a l b a n dr fc m o sp ai sd i s c u s s e di nt h e p a p e r ，t h ep a w o r k sa t4 3 4 m h za n d8 6 8 m h z a d o p tt h ep a r a d i s es t r u c t u r e ，a tt h el o w s u p p l yv o l t a g e ，d e s i g na c h i e v et h em a x i m u mp a e ，t h ep o w e rc o n t r o l l a b l ea r r i v ea t 4 0 d b i no r d e rt oa c h i e v el o wv o l t a g ea n dl o wp o w e rd i s s i p a t i o n ，t h ed e s i g na d o p t t s m co 1 8p r o c e s s , s u p p l yv o l t a g ei s1 8 v , f u u yc o n s i d e rt h es h o r tc h a n n e le f f e c to f t h ed e e p - s u b m i c r o m e t e rc m o sd e v i c e ，s o l v et h et r a d eo f fb e t w e e no u t p u tp o w e r ， c u r t e r rd i s s i p a t i o n ，t h el i n e a r i t yc o n t r o lo fd i f f e r e n to u t p u tp o w e r ，s u b s t r a t cc o u p l ea n d l o wb r e a k t h r o u g hv o l t a g e t h ep r o j e c to fd u a l b a n dr fc m o sp ai st a p eo u tf o rt w o t i m e s , e a c hp r o b l e ma n dd e b u ga f cs u c c e s s f u l l ys o l v e d b e s i d et h ed u a l b a n dr f c m o sp a ，ar fp af o rb t s y s t e mi sa l s oi n t r o d u c e di nt h i sp a p e r ，a l l s i m u l a t i o n p a r a m e t e ra r es a t i s f yt h ed e s i g nd e m a n d ，b u th a v en o tb e e nt a p eo u t t h es u c c e s s f u lo f t h e s et w op aa c h i e v et h ei n t e g r a t i o no fb a s e b a n d ，r fa n d a n a l o g ，i nt h ea p p e n d i x ，t h e l a y o u to fs o c i sg i v e n k e y w o r d ：c m o sp a r fl i n e a r i z a t i o n 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学风和优良的豢 学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：荭公主虽日期五：2 厶五 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再攘写的文章一律署名单位为西安屯子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本人签名： 导师签名： j f 超日期超z 丛形 日期趔! ! 蜀 第一章绪论 第一章绪论 1 1c m o s 无线收发器的体系结构 便携无线通信设备市场的快速扩大，极大地推动了低功耗射频集成电路的发 展。手机、寻呼机、无线调制解调器、射频i d ( r fi d ) ，需要更加小巧，低功耗的 解决方案以满足快速增长的更轻更低廉产品的需求。上述设备使用不同的标准， 工作在从9 0 0 m h z 到5 6 g h z 频率的范围内。射频集成电路( r f i c ) ，不仅要满足诸 如噪声、带宽、线性度、增益和效率，而且也要满足功率耗散、速度和产量的需 要。在设计无线收发机时，面临着不同的技术选择：c m o s ，b i c m o s 、双极技术、 g a a sm e s f e t 、异质结双极晶体管( h a t ) 和p h e m t 。为了实现复杂系统，传统的 高性能无线收发机混合使用这些技术。相比数字芯片，射频芯片包括很少的元件， 但更具有挑战性，设计过程很难自动化，更进一步说，由于射频元件的性能限制， 所有的非线性和二阶效应都需要考虑。设计优化的目标是低成本、低功耗和高度 集成射频功能，达到这个目标通常应用昂贵并且功率很大的元件。另外，设计者 设计新的无线应用，希望提供给消费者更好的连接便利性，而且希望一个收发机 可以符合多个射频标准。c m o s 技术特别适合混合信号集成电路，在单个芯片上 增加功能并且符合多个射频标准。在研究领域，c m o s 射频收发机已经应用到要 求很严格的射频系统中，譬如手机中。对于低成本、低功耗的便携设备，把射频 前端和移动终端的其他部分集成到一块芯片中，是很有吸引力的研究方向。即便 手机中只有很少部分使用c m o s 技术，也可以降低成本。 由于无线技术的快速发展，单芯片c m o s 收发机己经商用化了。短距离无线 通信系统，诸如i e e f _ , 8 0 2 1 1 ，w l a n 和蓝牙( b l u e t o o t h ) ，已经使无线计算和宽带通 信变成了现实。这些无线便携设备都可以覆盖1 0 - 1 0 0 米的范围，同时拥有高的数 据率。短距离无线通信系统可以使用在那些需要频繁移动，安装有线网昂贵的地 方。单芯片收发机消耗更小的功率、不需要片外元件，支持短距离的语音和数据 通信，可以实现功率控制，很有吸引力【1 1 。图1 1 所示是一款收发机的基本结构 2 射颤c m o s 功率放大器的研究与应用 图1 1 收发机的基本结构 在无线收发器的接收端，人们已经对接收机的体系结构进行了大量的研究， 这其中包括久负盛名的直接变频结构，另外许多新的结构也发明出来，诸如低中 频和具有双变频的宽带中频结构。而在发射端，人们对他的兴趣远远落后与接收 机，不过，越来越多的研究工作开始转向发射端。 集成发射端的一个关键问题是在信号通路上需要大量的滤波器来保证功率放 大器( p a ) 输出不会有乱真信号和频谱再生，使功率放大器有更好的线性度，因 为如果使用一个非线性的功率放大器，功率放大器输入端的失真会被功率放大器 放大。 下面是两个不适合大规模集成的发射机结构，第一个结构采用直接变频结构 1 2 j ，结构图如图1 2 所示 在这个直接变频发射机中，基带中的同相正交信号通过一个d a c 转换成模拟 信号，滤波，然后直接转换到载波频率。一般来说，信号在通过功率放大器之前 需要滤波，主要原因是带外噪声和三阶交调的影响。带外噪声的减小减轻了功率 放大器后面滤波器的要求。由于使用现有的c m o s 工艺很难实现高q 值的无源器 件，所以制作一个窄带的滤波器很困难。 第一章绪论 3 图1 2 直接变频发射机结构图 其次，频率合成器需要产生一个频率变化范围很大的本振信号( l o ) ，因此， 需要一个高0 值的l c 谐振槽路来产生一个干净的l o 信号( 例如一个具有低的相 位噪声的l o ) ，而这也是很难集成的。 第二个是一个类似于超外差接收机的结构，经过两次变频，把频率从基带频 率转换到射频载波频率，结构图如图1 3 所示，首先，通过一个d a c 将基带信号 转换成一个确定的中频模拟信号，然后窄带滤波器滤除低频本振( l 0 2 ) 的谐波成 分，l 0 2 的频率远小于射频载波频率，因此l 0 2 的谐波会导致混频器和功率放大器 图1 3 双变频发射机结构图 的交调失真，由此而导致发射信号显著的误差。因为l 0 2 的频率比较低，因此我们 需要一个高o 值的窄带滤波器。中频滤波器采用分立器件，然后将中频信号混频 到射频载波信号，高频本振信号用来选择信道，由于信道之间的间隔很小，因此 频率合成器的l c 谐振槽路必须是分立的。功率放大器前面的滤波器用来滤除信号 通路上的噪声和交调。在直接变频结构中，频率合成器的l c 谐振槽路和功率放大 器前面的滤波器是分立的，除此之外，在超外差结构中，中频滤波器也是分立的 下面介绍一种可以集成的发射机结构 3 1 1 4 l ，结构框图如图1 4 所示 4射频c m o s 功率放大器的研究与应用 图1 4 一种可以集成的发射机结构 这是一个谐波抑制发射机，采用了一套谐波抑制混频器，在这种结构中，除 了功率放大器后面的滤波器，所有的单元全都集成，这种结构的刨新之处在于谐 波抑制混频器和频率合成器的使用。采用两步变频的方式，和超外差结构不同的 是本振角色的转换，高频本振l 0 1 的频率是固定的，而低频本振l 0 2 的频率是可 调的信道选择振荡器。这种方案的好处是允许在l 0 1 中使用一个宽带的锁相环 ( p l l ) ，这种p u 。甚至在低q 值的l c 谐振槽路情况下仍然有比较理想的相位噪 声。由于信道选择在比较低的频率下进行，因此l 0 2 的输出也具有较低的相位噪 声，而且允许使用低o 值的片上元件。 另外谐波抑制混频器的使用使得功率放大器前面信号通路上的滤波器得以去 掉。对于经典的g i l b e r t 混频器，混频器的本振输入信号是方波，方波中含有大量 的基波的三次和五次谐波成分。在第一级混频中采用高中频，高次谐波不会造成 输出信号的失真。 由于低相位噪声的l 0 1 和谐波消除元件的使用，因此功率放大器之前也不在 需要滤波器，所以谐波抑制混频器的使用，大大提高了集成度。 1 2c m o s 射频功率放大器的设计局限性 使用c m o s 技术设计射频功率放大器主要的影响因素有以下几点： n 诋的击穿电压 低的击穿电压限制了晶体管的最大栅漏电压，因为晶体管的漏电压，对于a b ， cd ，f 类功率放大器，可以达到电源电压的2 倍，而对于e 类功率放大器，甚至 可以达到电源电压的3 6 倍。因此，晶体管不得不工作在低的电源电压下，输出更 低的功率。另外，c m o s 技术本身有更低的电流驱动能力，单级提供的增益非常 低。在功率放大器设计中，通过降低对大尺寸晶体管输入驱动的要求，使用多级 增益或者新的设计技术可以减少级数【5 l 。 ( 2 ) 高掺杂衬底 在c m o s 技术中，通常使用高掺杂衬底，导致在高集成度的c m o s 集成电路 第一章绪论 5 中产生衬底耦合。集成功率放大器的泄漏电流可能影响功率放大器的稳定性。 ( 3 ) c m o s 器件晶体管模型的精确度 传统的晶体管模型对于射频集成电路设计来说，只具有中等精确度，在射频 设计中需要更为精确的晶体管模型由于大电流和电压会改变输出晶体管的特性 【6 l 。因此大信号c m o s 射频模型和衬底模型对于成功的设计集成c m o s 射频功率 放大器是很重要的。 ( 4 ) 功率放大器低的输出阻抗 由于功率放大器固有的低的输出阻抗，因此阻抗匹配变得相当困难，需要很 大的阻抗转换因子。另外，射频电流流过输出匹配元件，这些元件也需要低的损 耗、良好的热特性。使用c m o s 技术，在衬底上的损失也会降低这些无源元件的 品质因数，通常使用片外元件作为匹配网络。 ( 5 ) 功率放大器的不稳定性 任何种类的放大器在负载和信号源阻抗的某种组合下都有可能出现不稳定， 功率放大器也不例外。一个极为重要的问题来自于漏至栅的耦合。任何情况下， 由于反馈电容的存在通常都会有一个显著的稳定性一增益之间互换的问题。 ( 6 ) 功率放大器最大输出电流必须在负载上输出要求的功率 这个电流可能非常大，由于电路的电磁和寄生效应，会导致性能的降低。 1 3 衡量射频功率放大器的基本参数 无线通信系统中的功率放大器主要用来放大高频信号至需要的功率以使接收 机能够收到所需要的信号，发射功率对于不同的应用差别很大，对于移动通信的 基站来说，发射功率可以达到上百瓦特，对于卫星通信可以达到上千瓦特，而对 于便携式的无线通信设备，发射功率从几十毫瓦到几百毫瓦不等。 1 3 1 输出功率 在设计功率放大器中，表征功率放大器的输出功率最常使用的一个单位是d b m ， 它表示0 d b 的参照功率是l m w , 这样输出功率可以用下式表示 - 1 0 1 0 9 南 式( 1 1 ) 式中p 用瓦特表示，因此l w 等于3 0 d b m 6射频c m o s 功率放大器的研究与应用 1 3 2 效率 功率放大器的很大一部分功率都传递到负载上，而功率放大器的主要供电装 置是电池，功率放大器将电池的直流功率转换成负载上的射频功率，除非功率转 换是没有损失的，况且功率放大器本身也是消耗功率的。有多少直流功率被转换 成射频功率是衡量功率放大器性能的一个重要指标，特别是对于便携式应用，因 为这直接影响到电池的寿命。因此我们定义一个量来表示功率的转换能力效 率，如式所示 po ，7 2 瓦 式( 1 - 2 ) 对于理想的没有损耗的功率放大器，效率为1 。目前对于功率放大器最主要的 问题是如何提高功率放大器的效率。 除了效率之外，我们也可以使用漏极效率来表征功率放大器，漏极效率的定 义如式1 3 所示： 7 一之l ( 1 - 3 ) rl a t s t o g e 墨 这个等式向我们展示了最后一级功率放大器的效率。 1 3 3 附加功率效率( p a e ) 上述两个表示效率的量有一定的局限性，他们只考虑到射频输出功率和直流 输入功率，所以一个没有任何功率增益的功率放大器却可以赋以很高的效率。因 此，提出了另一种衡量效率的方法以得到一个把功率增益考虑在内的性能指标。 附加功率效率( p a e ) 就是在漏极效率公式中用输出和输入功率之间的差代替射频 输出功率： 眦；p r f o u t - - p r f i n ，d c 式( 1 - 4 ) 显然，附加功率效率将总是小于漏极效率。 1 3 4 线性度 在设计功率放大器中，另外一个非常重要的参数是线性度。效率同样是一个 第一章绪论 7 非常重要的指标，有时候为了提高功率放大器的效率，我们宁愿牺牲一些其他的 特性，例如线性度。但是在许多系统中，由于调制方式的不同，这两者之间很难 折衷。 一般来说，调制方式分为两种，一种是衡包络调制，一种是非衡包络调制。 对于衡包络调制方式，在发射信号的幅值中不包含符号信息，因此功率放大器的 输入和输出之间不需要保持一种线性关系，在一段确定的时间内信号的幅值保持 不变。在非衡包络调制方式中，发射信号的幅值中包含有符号信息，因此功率放 大器必须精确的放大信号的幅值。非线性的功率放大器会导致发射的信号中含有 错误的信息，破坏通信的畅通。 对于衡包络调制方式，信息包含在发射信号的相位中，因此保证发射信号的 相位不失真是非常重要的。由于信号的幅值中不包含信息，功率放大器可以把信 号放大到一个恒定幅值的输出信号，这样，即使不是非常线性的功率放大器也是 可以接受的。一般来说，对于移动电话来讲，要求功率放大器在不同的场合输出 不同的功率，但是只要输入输出的关系一定就可以改变输入信号的强度来满足输 出功率。 相位失真是功率放大器设计者关心的一个问题，对于手机的功率放大器来说， 相位失真不可避免的要导致频谱再生，频谱再生可以用功率放大器的邻近信道功 率抑制比( a c p r ) 来衡量。在频域范围内，如果功率放大器的相位失真，在某个 我们需要的通带内的功率信号会扩展到带外，引起频谱再生。不幸的是，为了防 止手机信号之间的交调，大多数手机标准对泄露到邻近信道的功率大小有严格的 限制非线性功率放大器将输入信号的幅值调值转换成输出信号的相位调制会导 致相位失真，但是如果输入信号的幅值是恒定的就不会产生相位失真。对于不同 的幅值，相位延迟是不同的，如果对于给定的一个结构，信号的幅值是恒定的， 信号之间的相对相位不变，保证信号正确无误的发送出去所以对于一个使用衡 包络调制的系统，功率放大器会引入很大的非线性。 第二章射频功率放大器设计的关键技术 9 第二章射频功率放大器设计的关键技术 由于c m o si 艺固有的限制，使得其不适合于高频模拟电路的实现，所以为 了能够采用c m o s 工艺来实现射频功率放大器，我们必须了解c m o s 工艺的局限 性，以便在设计中通过一定的技术克服这些缺点。功率放大器必须输送大功率到 天线，而消耗最小的功率。为了最大化功率放大器的附加功率增益( p a e ) ，输入 信号的幅度必须很小，输入信号的幅度越小，提供驱动信号的驱动级功耗越小， 因此，我们得出结论，功率放大器必须提供足够的增益而且功耗要很小。 随着器件尺寸的不断减小，最小沟道长度已经逼近6 5 r i m ，在电路设计中必须 考虑短沟效应和许多二阶效应，这些高阶效应需要更复杂的模型，以便在模拟中 达到足够的精度。小尺寸效应由五种因素引起，这五种因素又是由于偏离了理想 按比例缩小理论而产生的。它们分别是： 1 、由于电源电压没有按相同比例缩小而引起电场增大； 2 、自建电势既不能按比例变化又不能忽略不计； 3 、s d 结深度不易减小； 4 、由于衬底掺杂浓度增加而引起迁移率减小； 5 、亚阈值斜率不能按比例变化啊。 2 1 深亚微米c m o s 器件的短沟效应 短沟效应指的是随着沟道长度的减小和漏极电压的上升而出现的阙值电压下 降的现象。m o s 器件是一个平方率器件，在电路的设计过程中。由于短沟效应会 使器件偏离理想的平方率特性，特别是在器件工作在很大的信号状态下，下面将 介绍平方率器件特性偏离的情况。 。 2 1 1 短沟效应对阕值电压的影响 器件尺寸的减小对器件模型参数影响最大的是阈值电压v t 的变化。v t 的下降 是三个因素共同作用的结果： ( 1 ) 漏端电荷共享 随着器件沟道长度的减小，源端、漏端耗尽区不断增大，占据了沟道的很大 一部分空间，由于短沟器件中的源漏耗尽区提供了一部分体电荷，需要栅极电压 射频c m o s 功率放大器的研究与应用 感应的体电荷量总量减少，因此表面反型所需要的栅极电压减小( 阈值电压减小) 这种短沟效应在栅氧化层较厚时更为明显，因为此时栅和沟道的耦合作用减弱， 栅氧化层与源漏p n 结电容的比值减小。 ( 2 ) 漏致势垒降低 漏致势垒降低( d i b l ) 【9 】指的是漏极电压对源端靠近氧化层表面的p n 结处电 子势垒高度吐s 的影响。如果电子进入沟道的势垒线性下降，从源区进入沟道的电 子浓度将指数增长。长沟理论认为只有栅源电压才能降低源端势垒，但是，对于 短沟器件，足够高的漏极电压也会降低该势垒，导致阙值电压随漏极电压的变化， 如同随栅端电压改变一样。 亚阈值电流对d i b l 效应更为敏感，通过测量亚阈值电流和漏端电压的关系很 容易检测是否发生了d i b l 效应。由于d i b l 效应能大幅度提高亚阈值电流，从而 降低了短沟m o s f e t 的性能。 ( 3 ) 次表面穿通 类似于d i b l 效应，次表面穿通也是指漏极电压对源端p n 结处电子势垒的影 响。与d i b l 效应不同的是，次表面穿通发生在远离表面的衬底区。短沟n m o s f e t 的p 型表面区的掺杂浓度远大于体掺杂浓度，因此结耗尽区宽度在体内比沟道区 大，因此，在足够的漏极电压之下，有可能发生漏衬耗尽区和源衬耗尽区互相靠 近而连在一起，这一效应产生一个穿通区，而且提高漏极偏置会降低穿通区源衬 势垒，导致不需要的，通常具有破坏性的电流旧。 2 1 2 短沟效应对漏极电流的影响 亚微米c m o s 的短沟特性同样可以影响沟道内电流的流动，这主要影响两个 比较关键的参数首先，影响沟道内自由载流子的迁移率，其次，影响沟道内载 流子的速度。我们以n 型器件为例，自由载流子为电子。 随着沟道内电场强度的增加，自由电子的移动性和速度向相反的方向变化。 由栅电压引起的横向电场是自由电子移动性减弱的主要原因。在横向电场比较小 的情况下，自由电子的移动性与横向电场的强度和自由载流子的漂流速度有关。 随着横向电场的增加，在硅和氧化物界面处的自由电子的碰撞几率增加，这相应 的减小了界面处的载流子的迁移率。 毋庸置疑，过大的栅电压降低了载流予的移动性，一种解决办法是保持合适 的栅电压，如果对栅电压的要求不是非常苛刻，我们可以采用一种简单的平方率 模型来分析。实质上，c m o s 技术不是一个很好的放大工艺，因此获得一个很大 的过驱动信号很困难，并且在功率放大器的驱动级要消耗很大的功率。为了获得 第二章射频功率放大器设计的关键技术 1 1 一个很高的效率，使用合适的驱动电压是非常有利的，而此时沟道中的横向电压 也不会很大，较好的解决了栅电压导致的载流子移动性降低的问题，使得简单的 平方率模型依然适用。 影响漏极电流的另一个途径是速度饱和机制。随着漏极电压的增加，沟道的 纵向电场增大，载流子的漂移速度达到饱和( 1 0 7 c m s ) ，此时漏极电流远小于在经 典的平方率模型下预测的电流。然而，当器件开始传导电流的时候，漏极电压降 低，使的速度饱和效应的危害性不是非常的大，平方率估计也不是非常准确。由 于我们分析的目的不是为功率放大器的工作提供精确的分析而是大概的估计功率 放大器的主要性能指标，此时，使用简单的模型依然有效。 2 2 深亚微米c m o s 器件的击穿电压 深亚微米c m o s 工艺的到来点燃了用c m o s 工艺实现高性能r f 电路的研究 热潮，m o s 器件的最大特征频率f t 由式2 - 1 给出 厅。旦竺c = = 云竖二生j 1式( c o s w l c o x e 随着m o s 器件长度l 的下降最大特征频率f r 呈平方率增大，使得c m o s 工 艺开始成为一种实现r f 电路的可行技术。然而在p a 中虽然高频增益获得了增加， 但是器件特征尺寸的下降也产生了另外一个重要的缺陷即氧化层击穿问题i l l l 。 m o s 器件中栅极下面的氧化层承受着一个电场，该电场由氧化层间的电压产 生。一般而言无明显缺陷的氧化层击穿有两种方式【”l ：第一种是当氧化层承受的 电场超过8 - 1 2 m v c m 时产生击穿。第二种击穿发生在中等电场强度，大约 2 - 6 m v f m 。在第二种模式中，中等强度的电场使氧化层受到长期的压力引起疲 劳，使器件比期望的失效早( 所谓的时间性绝缘体失效- t d d b ) 。这种失效被认为 是由于氧化层中存在缺陷导致的。 虽然引起氧化层的真正原因还不清楚，并且对击穿机理也没有统一的观点，但 是氧化层的击穿过程是可预测的，预测器件寿命的一般方程为 f 里盟1 一仃) 【j 式( 2 - 2 ) 式中仃) 和g f i ) 为温度系数，在3 0 0 k ( 即室温下) 时上式简化为 f 数1 - 1 0 “e i j 式( 2 - 3 ) 式中t o x ，v o x ，i 单位分别为锄，v 和s 射频伽0 s 功率放大器的研究与应用 上式给出了氧化层所能承受的最大电场，本文中记为e m 。一旦氧化层承受 的电场超过这个i 临界值，氧化层将失效，氧化层中的电场与氧化层的厚度和压降 有关即 既，一l 式( 2 - 4 ) 所以为了保证氧化层中的电场低于临界值电压v o x 必须小于对应的最大电压 值。也就是说晶体管的栅源电压v c , s 和栅一漏电压v a a 必须低于电压临界值v c r i t ( 或t o x f o x ) ，否则氧化层将被击穿，使晶体管无法使用。 随着c m o s 工艺中最小长度的下降，栅氧化层的厚度也下降( 按比例缩小理 论) 。为了保证栅极电压能控制沟道，氧化层的厚度必须减小，否则，晶体管将遭 受严重的短沟效应，比如漏感应势垒下降效应( d i b l ) 效应。本质上，如果不减 小氧化层厚度，那么靠近漏极的沟道大部分被漏极控制，而非栅极导致沟道导通 的阻碍，即门限电压v r 取决于漏极电压。为了阻止它发生，氧化层的厚度必须随 沟道长度的减小而减小。 为什么在p a 的设计中击穿电压的问题如此重要呢? 答案在于在电压摆幅有 限时，如何产生所需的功率。虽然通过产生更大的电流可达到功率的要求，但是 电流的增加又使p a 的效率下降，因为有更大的电流流经寄生电阻，使电路本身消 耗的功率增加。如果将输出负载建模为5 0 欧姆的电阻( 在r f 系统中通常是如此) ， 那么单频，恒幅度信号输送的功率为； 一峄一乏一挚一， 2 3c m o s 晶体管的跨导 前面提到为了得到所需的输出功率，要求c m o sp a 产生一定的电流，那么 电流是如何产生了昵? 简单的讲，c m o s 工艺中的m o s 晶体管是作为一个跨导 器件使用的，即将输入的电压信号转换成电流信号输出。下面的一级近似m o s 器 件模型表明输出电流与输入电压有关： 11 , 1 v k 一 以二 一k ) 2 ( 1 + 帆) 式( 2 - 6 ) 二l 相比于双极型和g a a s 器件，c m o s 器件的跨导性能很差，在双极型器件中， 输出电流和输入电压的关系是指数关系而不像c m o s 器件的平方率关系，所以对 给定的输入电压，它比c m o s 器件产生的电流要大。而且双极型器件在高放大区 第二章射频功率放大器设计的关键技术 保持的时间比m o s 器件长得多。在g a a s 工艺中，器件也是场效应晶体管( f e t ) ， 类似于硅c m o s 的情况，但是它的迁移率要高得多，所以产生的电流也很高。 有两种克服硅m o s 器件跨导性能差的方法，但各有缺点：第一、增加输入信 号的幅度：第二、增大器件的尺寸。增加输入信号的幅度要求前级消耗更多的功 率，但是如前面提到的前级的功率消耗完全是浪费的：即它直接增加了功率消耗， 但并未直接增加输送到负载的功率。不幸的是，保持输入幅度不变，而增加器件 尺寸实质上也有同样的影响增加器件尺寸会引起到前级电容负载的增加。虽然 驱动理想的电容负载不会消耗“实功率”，但是实际上电容负载韵增加会导致更多的 功率消耗。驱动电流的增加会使每条信号路径上寄生电阻消耗的功率增加。所以， 这两种的解决方法都会导致c m o s 射频功率放大器效率的下降。实际上更可能的 方法是同时使用这两种方法，即同时合理地增加器件尺寸和输入信号的幅度。 2 4 射频功率放大器的功耗 功耗是移动无线设备的功率放大器设计中必须特莉关注的一个问题，这是因 为移动无线设备是以电池作为电源供电的。电池储存的电荷是有限的，所以电路 需要的电流越大，电池的寿命就越短。射频功率放大器模块是无线通讯系统中消 耗功率最大的模块，射频功率放大器的功率消耗将决定电池的寿命。如果电压摆 幅有限，那么消耗的电流就必须增加，而且前级消耗的功率也越多，从而使电池 寿命下降。 电池的寿命决定了一个无线设备能否可用。在c m o s 实现中，如果p a 的效 率或其它性能参数稍微下降，使整个系统的性能少许下降还是可以接受的：即如 果p a 只是效率少许下降，但系统所消耗的功率与其他方案可比拟的话，这种方案 还是可取的。但是如果p a 消耗的功率很大，使得这个系统的性能大大下降，那么 集成c m o s 实现是不可行的方案。 虽然电流消耗不是c m o s 实现p a 的固有局限，但是它取决于c m o s 工艺的 两个固有局限：即前面讨论的击穿电压和跨导性能。 2 5 射频功率放大器输出级器件尺寸 输出级器件尺寸是任何p a 设计中的一个关键问题，它是决定前级消耗功率的 一个决定因素。一般而言，为了将大量的功率输送到负载，p a 将采用多级放大的 形式在r f 发射机中，p a 前面的一级通常是混频器或调制器，它们只能提供小 1 4射频c m o s 功率放大器的研究与应用 信号驱动。p a 的前级的使用只是为了给输出级( 也叫功率级) 提供足够的信号驱 动。如前所述，在前级消耗的功率是浪费的，即它不能送到负载。 前面讨论了，为了补偿有限的电压摆幅和c m o s 差的跨导性能，需要有大的 器件尺寸和大的输入驱动信号。假设m o s 晶体管的栅阻抗可建模为电容c 璐， 那么产生给定幅度的电压摆幅所需的电流为： 一 l ， 一 f 一 巧 式( 2 - 7 ) 厶如 当栅电容增加时，电流也需要增加。虽然理想电容不会消耗功率，但是栅电 容从电源抽取的功率实际上是泄入到地中，并未返回电源，所以该电流象征着从 电池抽取的能量。 不幸的是，这不是增加器件尺寸弓l 起的唯一目题。在c m o sr f 电路实现中。 感兴趣的频率通常十分接近器件的特征频率f t 。在该频率的电流增益远低于低频 时的m o s 电流增益。在窄带r f 电路中，用来克服射频增益下降普遍采用的方法 是使用电感来与电路中的电容构成谐振网络，产生峰值阻抗。并联谐振电路的使 用大大降低了低频增益，增加了接近f t 频率的增益，图2 1 显示了并联l - c 电路 的基本响应。 p m a l l e ll cc i r c u i t r e ( o n a c e l 自电 图2 1 并联l - c 电路的基本相应 但是实际中单片集成电路系统可实现电感值是有限的。使用的电感必须有个 合理的品质因子( q ) ，并且q 不应受寄生效应和工艺变化的影响。电感的q 表 明了它存储能量韵能力：评价q 的一个简单标准是电感虚部与实部的比值。理想 的电感的实部为零，因此有无限大的q 。然而实际电感中存在着寄生电阻，所以 实际电感可表示为理想电感l 与电阻r 的串联，那么实际中电感的q 为： n ， q - 等 式( 2 - 8 ) 第二章射频功率放大器设计的关键技术 2 6c m o s 工艺的衬底问题 用c m o s 实现p a 的最终目的不在它本身。而是为了能用单片实现整个收发 链。单片实现整个射频电路时，需要将整个收发功能模块放置在同一个衬底上。 功率放大器会产生大的功率和大的信号，这些大信号将注入到p a 所在的衬底中。 现在许多c m o s 工艺都使用阻抗极低的硅片作为衬底，它很容易长距离地传导信 号，对片上的其他模块产生干扰。在集成收发机中，目标是将极度敏感的模拟电 路，如频率合成器和p a 甚至数字电路集成在一起，p a 信号可能对频率合成器产 生干扰。 丽且衬底层对于构建在它上面的电感也有有害的影响，因为衬底的电阻率很 低，使得由平面电感结构产生的电磁场形成涡流。这些涡流降低了有效电磁场， 这反过来又降低了螺旋电感的品质因子( q ) 1 1 4 1 。一般而言，使用高电阻率的衬 底工艺，如硅双极型和g a a s 获得的电感q 值远高于c m o s 工艺获得的电感的q 值。事实上这些工艺中的电感q 值达到1 0 或更高的数量级0 4 1 ，而c m o s 可获得 的电感q 值只有5 或更小的数量级。这就是为什么其他工艺可获得比c m o s 更好 的r f 电路模块性能1 1 2 1 。 2 7 小结 本章主要介绍了射频功率放大器设计的关键技术，详细介绍了0 1 8 * m 条件 下c m o s 器件的短沟效应，讨论了射频功率放大器设计中遇到的最大的输出功率 和器件比较低的跨导能力，输出级器件尺寸，功耗的折衷问题，同时，采用c m o s 技术实现收发链的单片化需要考虑各个模块通过衬底的相互影响，在后面的射频 功率放大器的设计中充分考虑了这些问题。 第三章射频功率放大器设计的方案选择和线性化技术 1 7 第三章射频功率放大器设计的方案选择和线性化技术 功率放大器可以分为两类：线性和非线性放大器。线性放大器包括a 类、a b 类、b 类和c 类放大器，输出晶体管作为电流源工作，输出是输入精确的复制。 非线性放大器包括d 类、e 类和f 类，输出晶体管作为开关工作，一般来说输出 幅度理想上与输入无关。 3 1 线性功率放大器 线性功率放大器有四种类型，它们的主要差别在于偏置情况不同。这些放大 器分为a 类、a b 类、b 类和c 类，并且所有这四类放大器都可以通过研究图3 1 所示模型来理解【堋。 吼 图3 1 功率放大器基本模型 在这个通用模型中，电阻r l 代表我们将要把输出功率传递到那里去的负载电 阻，个大的电感b f l 把直流( d c ) 功率送入到晶体管的漏极，并假设这个电感很 大，足以使通过它的电流基本不变漏极通过电容b f c 连至一个振荡回路以防止 在负载中有任何d c 功耗。这一特定形式功率放大器的一个优点是与传统的小信号 放大器中一样，晶体管的输出电容可以被吸收入振荡回路。另个优点是由振荡 回路提供的滤波功能削减了由总是存在的非线性引起的频带外的发射。为了简化 分析，我们假设振荡回路的q 值足够高，因此振荡回路两端的电压即使是由非正 弦电流提供的，也可以很好的近似为正弦。这一假设必然意味着窄带工作。 射频c m o s 功率放大器的研究与应用 3 1 1a 类功率放大器 a 类功率放大器设计中的假设是选择偏雹的大小使晶体管工作在线性区。对 于m o s 实现，是使晶体管工作在饱和区。在a 类功率放大器与小信号放大器之 间的主要差别是在功率放大器( p a ) q h 的信号电流是偏置电流的很大一部分，因此存 在严重的失真。在窄带工作情况下，如图3 - 1 所表示的那样，谐振回路解决了与大 信号摆幅有关的潜在的失真问题，所以总的来说，通常可以实现线性工作。尽管 线性度是我们所希望的，但a 类放大器是以效率为代价来提供线性度的，因为即 使没有任何信号也总存在由于偏置电流造成的功耗。假设漏极电流可以非常合理 的近似为 一j d c + 0 s i n a *式( 3 1 ) 上式中i i ，c 是偏置电流，b 是漏极电流中信号分量的幅值，而珊是信号频率( 也 是谐振回路的振荡频率1 。尽管我们忽略了失真，但所引起的误差并不严重到使以 下推导不成立。输出电压就是信号电流与负载电阻的乘积。由于电感b f l 使基本 上是恒定的电流在其上通过，由基尔霍夫电流定律知，信号电流只不过是漏极电 流中的信号分量。因此： 吃2 嘞s u l 呼式( 3 - 2 ) 由于电感b f l 相当于d c 短路，所以漏极电压对称的以v d d 为中心摆动，因 此漏极电压和电流是相互间相位差1 8 0 度的正弦信号，如图3 2 所示在计算效 率时首先计算出传递给电阻r 的信号功率： ”挲 一， 接下来计算提供给放大器的d c 功率。如果静态漏极电流i d c 恰好大到足以保 证晶体管从不会发生截止，t l l 】： 所以d c 输入功率为： ， 一， i d c l l f 式( 3 - 4 ) & = i a c v = 式( ，5 ) r f 输出功率和d c 输入功率的比就是效率的度量( 通常称为漏极效率) ，它可 以表示为： 第三章射频功率放大器设计的方案选择和线性化技术 1 9 叩；老。喾一芝 i 嘏能够具有的绝对最大值是2 v d d ，那么理论上最大的漏极效率就是5 0 ，如 果我们考虑v d s 的最小值不为零，偏置情况的变化，驱动幅值不是理想的以及在 滤波器和互连线中存在不可避免的损失，那么效率常常会得到比5 0 显著小的值， 特别是在较低的电源电压的情况下更是如此。因此对于实际的a 类放大器，漏极 效率为3 0 一3 5 是很普遍的。 除了效率外，另一个重要的考虑是输出晶体管能承受的( 电压、电流) 强度。在 a 类放大器中，最大的漏源的电压为2 v d d ，而峰值的漏极电流值为2 v d t ) r ，因此 器件一定要能承受这样大小的峰值电压和电流。由于i c 工艺技术尺寸缩小的趋势 降低了击穿电压，所以每经过一代工艺，功率放大器的设计就变得更为困难。 对器件承受的相对强度进行定量化的方法称为“归一化功率输出能力”，它就是 实际的输出功率对最大的器件电压和电流乘积的比。对于a 类功率放大器，这一 性能指标的最大值为： 只，旦 釜丛丝l 。一1 式( 3 - 7 ) ” “，时。一( 2 p k x 2 r ) 8 f 图3 2 a 类放大器的输出波形曲线 2 0射频c m o s 功率放大器的研究与应用 3 1 2b 类功率放大器 在b 类放大器中，偏置设成使输出器件在每个周期的一半时间内关断。这在 总体上会偏离线性工作情形，因此要求一个高q 值的谐振器来得到近似的正弦输 出电压。 对于b 类放大器，我们假设漏极电流在半个周期中是正弦而在另半个周期中 为零： 一0s i n m o t ， 0 式( 3 - 8 ) 输出振荡回路滤去了这一电流的谐波，因此留下的是正弦漏极电压。b 类放大 器的时域波形如图3 3 所示： 图3 3 b 类放大器的输出曲线 为了计算输出电压，我们首先求出漏极电流的基波分量。然后把这个电流乘 以负载电阻： t 彳2r 2 。( s i n 哪x s i l l 吣渺一萼 式( 3 9 ) 彳j _ o ( s l n 哪x s m 吣渺。詈 式3 4 屹一笔r s i i l 蚶 式( 3 - 1 0 ) 由于v o 最大可能的值是v v v ，由公式( 3 - 1 0 ) 可以知道培的最大值为： 、珏一孕 式( 3 m ， 因此峰值漏极电流和最大输出电压与a 类放大器相同。 为了计算漏极效率，首先计算输出功率为： 第三章射频功率放大器设计的方案选择和线性化技术 昂一石v 2 0 式( 3 1 2 ) 上式中，是负载电阻两端信号的幅值。幅值的最大值仍然是v 叩所以最大的输 出功率为： 只，。一学v 2 式( 3 - 1 3 ) 计算d e 输入功率首先要计算平均得漏极电流： 五- ；了孚s 蛔舭一鲁 加“， 所以提供的d c 功率为： 一鲁 式( 3 - 1 5 ) 最后，b 类放大器的最大漏极效率为： 叩一每- 和7 s s