（微电子学与固体电子学专业论文）高压摆率运放的研究与设计.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文 第l 页 摘要 在a d c 这样的数据转换系统中，采样保持电路用于处理从前置抗混叠滤波器输 出的信号。具有高压摆率的运放可用作构成采样保持电路的比较器( 或称一位模数转 换器【3 1 ) 。采用高压摆率运放是实现高速a d c 的办法之一，用作比较器的运放的压摆 率直接影响采样保持电路的采样时间，进而影响a d c 的数据转换时间。 设计工具主要有：c a d e n c ev i r t u o s os c h e m a t i c 、c a d e n c ea n a l o gd e s i g ne n v i r o n m e n t 、 c a d e n c el a y o u te d i t o r 等，采用0 3 5p mb i c m o s 模数混合信号工艺模型仿真，并以3 3 v 单电源供电。 整个电路由高压摆率主运放、增益提升运放、共模反馈电路、宽幅镜像电流源电 压偏置电路、基准电流源接入电路有机组合而成。由于采用3 3 v 电源供电排除了使用 源端交叉耦合运放结构的可能，故文章采用一种“高压摆率输入级+ 镜像电流源运放 的结构来提高压摆率。高压摆率输入级能突破尾电流对负载电容充电的限制，但最终 将受限于其中一个输入管的工作状态从饱和区过渡到线性区。镜像电流源运放结构则 进一步将对负载的充电电流放大，但其镜像比例不能过大，否则会使输出电压摆幅降 低到难以接受的地步。由于采用单级结构提高运放速度，造成运放增益较低。为解决 此问题，设计中还引入了增益提升结构，使之能兼顾高压摆率和高增益这两个指标。 该运放的压摆率最终达到1 0 0 0v 峪以上，开环增益在l1 0d b 以上，单位增益带宽 超过5 0 0 m h z ，相位裕度为6 8 。，具有较好的频率特性及稳定度。所设计的运放克服了 尾电流对压摆率的限制，压摆率、单位增益带宽、相位裕度、开环增益等主要技术指 标达到设计要求，但电路结构较为复杂，功耗也偏大，还有待进一步改进。 关键词：高压摆率；单位增益带宽；增益提升；共模反馈 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1i 页 置置皇置一, l i r a m i i 置| 皇皇鲁| 曼皇量皇皇鲁鲁皇鼍曼墨皇置量皇皇量皇置| 曹皇置一 a b s t r a c t i ns u c hd a t ac o n v e r s i o ns y s t e ma sa n a l o gt od i g i t a lc o n v e n e r , s a m p l e h o l dc i r c u i ti su s e d t od e a lw i t ht h eo u t p u ts i g n a lf r o ma n t i - a l i a s i n gp r ef i l t e r a na m p l i f i e rw i t hh i g hs l e wr a t e c a ns e r v ea se o m p a r a t o r ( a l s oc a l l e ds i n g l eb i ta n a l o gt od i 百t a lc o n v e n e d 州) m a k i n gu p s a m p l e h o l dc i r c u i t a d o p t i n gh i g hs l e wr a t ea m p l i f i e ri so n eo ft h ea p p r o a c h sa c h i e v i n gh i g h s p e e da d c t h es l e wr a t eo fa m p l i f i e ru s e da sc o m p a r a t o rd i r e c t l ym a k e sa l li m p a c to nt h e s a m # i n gt i m eo fs a m p l e h o l dc i r c u i t , a n dt h e n 也ed a t ac o n v e r s i o nt i m eo f a d c n l ed e s i g na i d sa sf o l l o w sm a i n l y ：c a d e n c ev i r t u o s os c h e m a t i c c a d e n c ea n a l o g d e s i g ne n v i r o n m e n t ，c a d e n c el a y o u te d i t o ra n ds oo n 0 3 5 叫【nb i c m o sd i g i t a la n a l o g m i x e ds i g n a lf a b r i c a t i o nt e c h n o l o g yi su s e df o rs i m u l a t i o n , a n d3 3 vs i n g l ep o w e r s u p p l yi s e m p l o y e d t h ew h o l ec i r c u i ti sc o m p o s e do fo n em a i na m p l i f i e ro fh i g hs l e wr a t e f o u rs u p p o r t i n g g a i n - b o o s t i n ga m p l i f i e lt h ec o m m o n m o d ef e e d b a c ks u b - c i r c u i t ，t h em i r r o rc u r r e n ts o u r c e v o l t a g eb i a ss u b - c i r c u i to fl a r g es w i n ga m p l i t u d ea n dt h es u b c i r c u i tc o n n e c t i n gr e f e r e n c e c u r r e n ts o u r c e o w i n gt oe m p l o y i n g3 3 vp o w e rs u p p l y , t h ea m p l i f i e ri se x c l u d e df r o mu s i n g t h es t r u c t u r eo fs o u r c ec r o s s c o u p l e dd i f f e r e n t i a la m p l i f i e r , t h a t sw h yas t r u c t u r eo f h i g h s l e w - r a t ei n p u tl e v e lp l u sm i r r o rc u r r e n ts o u r c ea m p l i f i e r i si n t r o d u c e di n t ot h i sa r t i c l e h i 曲s l e w - r a t ei n p u tl e v e lc a l lb r e a k t h o u g ht h el i m i t a t i o no fc a p a c i t o rl o a d sc h a r g i n g c u r r e n tf r o mt h et a i lc u r r e n ts o u r c e b u te v e n t u a l l yi tw i l lb ed e c i d e db ys u c hc a s et h a to n eo f t h ei n p u tt r a n s i s t o r st r a n s i t sf r o ms a t u r a t i o nf i e l dt ol i n e a ro n e f u r t h e r m o r e t h es t r u c t u r eo f m i r r o rc u r r e n ts o u r c ea m # i f i e rc a nm a g n i f yt h ec h a r g i n gc u r r e n to ft h ec a p a c i t o rl o a d ，b u t t h em i r r o rp r o p o s i t i o nc a n tb et o ol a r g e ，o t h e r w i s et h ei n p u tv o l t a g es w i n ga m p l i t u d ew i l lg o d o w nt os o m ee x t e n th a r dt oa c c e p t 。n 圮u s i n go fs i n g l e 1 e v e ls t r u c t u r ef o ri m p r o v i n gt h e s p e e do ft h ea m p l i f i e rp r o b a b l yc a u s e st h eg a i nl o w e rt h a nw h a ti n t e n d s t os o l v et h i s p r o b l e m ，t h eg a i n e n h a n c i n gs t r u c t u r ei si n c l u d e di nt h ed e s i g n s u c hs t r u c t u r ec a ng i v e a t t e n t i o nt ob o t ht h et w oi n d e x e so fh i g hs l e w - r a t ea n dh i g l lv o l t a g e 霉r a i n e v e n t u a l l y , t h es l e wr a t eo ft h ea m p l i f i e rg o e sb e y o n d1 0 0 0v 岭，g a i ni sm o r et h a n 1 1o d b u n i tg a i nb a n d w i d t he x c e e d s5 0 0 m h za n dp h a s em a r g i ni s6 8 。m o r e o v e r , t h e a m p l i f i e rh a sb e t t e rf r e q u e n t c yr e s p o n s ea n dd e g r e eo fs t a b i l i t y t h ed e s i g n e da m p l i f i e r o v e r c o m e st h er e s t r i c t i o ni m p o s e do ns l e wr a t eb yt a i lc u r r e n t t h em a i nd e s i g ni n d e x e ss u c h a ss l e wr a t e ，u n i tg a i nb a n d w i d t h , p h a s em a r g i n , o p e n l o o pg a i nr e a c h st h ed e s i g nr e q u i r e - m e n t ，b u tt h ec i r c u i ts t r u c t u r ei sr e l a t i v e l yc o m p l e x , t h ep o w e rd i s s i p a t i o ni sb i g g e rt h a n n o r m a l t h e r e f o r e , i ts t i l lh a sm u c hr o o mf o rm a k i n gb e t t e r k e yw o r d s ：h i g hs l e w i n g - r a t e ；u n i t - g a i nb a n d w i d t h ；g a i nb o o s t i n g ；c m f b 西南交通大学 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授 权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用 影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密时，使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“寸) 指导老师签名： 日期： 肋io 6 ，f 弓 武 芡 哆 弓 6 氰 签 沁 者作 玑 刘 搠 渤 日 位学 西南交通大学硕士学位论文主要工作( 贡献) 声明 本人在学位论文中所做的主要工作或贡献如下： 对一种高压摆率运放和组成它的各个模块以及偏置电路进行了完整的分析与设 计，这一过程包括从前端理论分析、手工估算、电路图仿真到后端版图绘制、验证等 一系列步骤。 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所得的成 果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰 写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中作了明确说明。 本人完全了解违反上述声明所引起的一切法律责任将由本人承担。 学位论文作者签名：为c 奠威 日期：2 口79 、6 j 弓 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 页 1 1 背景及应用 第1 章绪论 在音、视频信号的采集、处理以及通信系统的应用中，要求运放单位增益带宽大、 压摆率高、建立时间短，且能在较低的电源电压下工作i l j 。近年来，随着电路系统后端 组件的性能显著提升，位居信号链前端的运放为了与之相匹配，避免拖累信号链的整 体性能，越来越倾向于向高速化的方向发展。由于高速包括宽带和高压摆率两个主要 特征，因而致力于高压摆率运放的研究同样具有重要意义。 高压摆率作为高速运放的两个显著特征之一，表明运放输出端对输入信号能够高 速响应，即响应时间短，因而适合驱动大电容负载l z j 。压摆率对于大信号处理来说是一 个重要指标。运放的速率一般以1 0 v 岬为界进行划分，低于该值则为一般运放，而 高于该值则可视为高速运放，据文献记载，目前高速运放的最高转换速率已达到 6 0 0 0 n | 岬。 高压摆率运放的典型应用包括：a d c 前端的采样保持电路，高阻抗传感器中的 电流一电压转换器，视频放大器中的线缆驱动等等。对于处理上升及下降速度很快的p 脉冲和大振幅的高频信号而言，运放的单位增益带宽和转换速率不足都可能导致信号 波形失真，从而进一步造成由运放构成的更高层次电路的性能降低。例如，运放作为l 位模一数转换器( 即比较器) 构成模一数转换器( 越) c ) 前端的采样保持电路时，要 求运放的输出在两个二进制状态之间快速切换，若输出电平过渡时间太长、不能迅速 达到规定的误差范围，就会延长采样量化时间从而降低a d c 的速度，因此，当运放应 用于a d c 时，其转换速率将直接影响a d c 的转换速度p j 。 我们通常采用阶跃信号作为激励信号来测量运放瞬态响应时间，以恒量其速度的快 慢。对于小的阶跃信号( 指幅度在差模输入范围内) ，若运放- - 3 d b 带宽越大，其瞬态 响应时间越短；对于大的阶跃信号( 指幅度超出差模输入范围) ，运放的压摆率越大， 其瞬态响应时间越短【2 1 。 1 2 高压摆率运放的发展现状 在传统的两级运放中，第二级共源管的栅、漏之间接有一个密勒补偿电容，运放 的输出电压摆率可近似认为由第一级差分输入电路的尾电流对该电容充、放电决定。 传统运放中尾电流对压摆率的限制可以通过新的电路拓扑结构来解决。对于高压摆率 运放而言，目前广泛使用的两种电路拓扑结构有电压反馈型和电流反馈型两种。电流 反馈型运放很多年前就已产生，但直到现代高速互补双极型工艺发明之后，其优势才 真正体现出来，近年来相当流彳亍i 。与传统的电压反馈型运放相比，理想的电流反馈型 运放没有压摆率限制。 具有高压摆率特性的电压反馈型运放如美国模拟器件公司( a d i ) 的a d 9 6 3 1 3 2 ， 它是一种具有“点播电流”性能的新型结构，能在保持静态电流很小的情况下对决定 主极点的电容充电。其带宽为3 2 0 v l h z ，压摆率达到1 3 0 0v 雎s ；高压摆率的电流反馈 型运放如a d i 公司的a d 8 0 0 9 ，其带宽达到1 0 0 0 m h z ，压摆率达5 5 0 0v i t s1 1 1 。 目前实现电流反馈运放主要采用高速互补双极工艺，电压反馈型运放既可采用 西南交通大学硕士研究生学位论文 第2 页 m o s 工艺，也可采用双极工艺，而采用m o s 工艺的电压反馈型高压摆率运放有其固 有的工艺方面的优势，如集成度高、制造成本低、功耗小等。以下分别介绍几种采用 c m o s 工艺的电压反馈型高压摆率运放的电路拓扑结构。 1 2 1 源端交叉耦合电路结构 这种结构用作运放的输入级，可以突破尾电流的限制，使输出电压摆率得到明显 的提升。但不足之处是从任意一个输入端到地的信号路径上都有3 个m o s 管，导致输 入共模电压范围的下限偏大，输入电压摆幅偏小。当使用较高的电源电压时( 如5 v 以 上) ，这可能不是什么问题，但当电源电压降低到3 3 v 以下时，由于输入电压摆幅过 小，从而不能在3 3 v 电压下应用这种电路结构6 1 。源端交叉耦合的电路结构如图1 1 所示。 1 2 2 镜像电流源运放 图1 - 1 源端交叉耦合运放结构【2 1 该结构如图1 - 2 所示。该结构能有效提高输出驱动电流，从而提高输出电压摆率， 非常适合驱动电容负载。但是，考虑到电路的稳定性，镜像系数不能太大，一般应小 于5 。因为过大的镜像系数意味着镜像电流源输出管的尺寸很大，输入管的尺寸很小， 在给定功耗下，镜像电流源输入端的电流也更小。 1 2 3 两单端输出镜像电流源运放组成的全差分运放 若具有相同的尾电流，全差分运放双端输出和单端输出差分输入运放输出应具有 相同的压摆率，若将两个单端输出运放并联起来，压摆率将会提高2 倍1 6 1 ，这种结构如 图1 3 所示。这似乎并没有提高多少，但当镜像系数很大时，压摆率绝对数值的增加 却是十分可观的；与之恰好相反的是，虽然功耗增加2 倍，但大的镜像系数意味着尾 西南交通大学硕士研究生学位论文 第3 页 尾电流很小，因此这种组合结构的功耗增加的绝对量却是非常小的。 图1 - 2 镜像电流源运放结构6 】 1 3 主要内容 图1 - 3 双单端输出镜像电流源运放组【6 1 本文对一种采用“低电压、高压摆率输入级+ 镜像电流源运放”结构的运放进行 了理论分析、手工估算、前端电路图仿真、后端版图设计验证等一系列工作，从而对 模拟集成电路设计进行了详细的探讨。分章节介绍如下： 第二章的内容有：对所采用的低电压、高压摆率输入级的工作原理进行了论述并 与普通差分输入级在对压摆率的影响方面作了比较，主运放的零极点分析，各主要性 能指标如开环增益、压摆率、单位增益带宽、共模输入范围等的讨论。 第三章对组成运放的各个模块作了详细的估算，这些模块包括：“低电压、高压摆 西南交通大学硕士研究生学位论文 第4 页 率输入级+ 镜像电流源”结构的主运放，辅助运放a 。，增益提升运放a 知、a 。p ，采 用双差分对的共模反馈电路，宽幅镜像电流源电压偏置电路，基准电流源接入电压偏 置电路。 第四、五章采用c a d e n c ev i r t u o s os p e c t r e 及c a d e n c el a y o u te d i t o r 等工具及 o 3 5 p a n b i c m o s 数模混合集成电路制造工艺，对所设计的运放进行了电路仿真、版图 设计及d r c 、l v s 等一系列工作。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第5 页 第2 章主要电路模块介绍 2 1 高压摆率输入级电路 2 1 1 工作原理概述 采用如图2 1 虚线框中所示的输入级电路。从工作原理方面看，该输入级与普通 带恒流尾电流源的差分输入级相比，即有一定区别，又存在相同之处。设m ，、m ：的 直流偏置电压为v 岛，输入交流信号为v i ，并采用如图2 - 2 所示的信号输入方式。其中 、v m 分别表示该输入级的正、负输入端。 图2 = i 高压摆率输入级【8 】 设k 从o 开始逐渐增大。当v i 较小的时候，所有m o s 管都处于工作区( 也称饱和 区) ，m ，与m 。的漏端电流之和( i d ，+ i 脯) 恒定，相当于普通差分输入级中的尾电流源， 此时该高压摆率输入级的工作情况与普通差分输入级完全相同。当v ；增大到一定值时， m ，的栅级电压u ，正好降低到v t ，继续增大v ；，m ，将截止，且此后由于m ，、m ：源 极电压u ，几乎保持不变，故m ：的电流不再变化，而m ，、m 。的电流随v i 的增加继续 增大。另一方面，由于m 的电流增大，导致其漏端电压降低，当降低到刚好使m ，由 工作区进入线性区时，输入小信号电压v ；达到最大值。此后再增大v ；，i d 不再变化。 若v ；从0 开始逐渐减小，有类似的工作过程。 本章后面部分将对该高压摆率差分输入级的工作原理及各项性能指标进行详细的 探讨。 2 1 2 差分工作时m ，、m ：的源端小信号电压 和普通差分输入级一样，该输入级的差分输入对管的源端也耦合在一起。以下分 别讨论普通差分输入级和高压摆率差分输入级的源端小信号电压与输入小信号电压的 西南交通大学硕士研究生学位论文 第6 页 关系。 哆 篮 图2 2 输入激励信号图2 3 普通差分输入级的交流通路 1 普通差分输入级的源端小信号电压 因为当输入小信号较小时，二者具有相同的工作方式，故先考察普通差分输入级 的情况。一个普通差分输入级的交流通路( 由n m o s 管构成) 如图2 3 所示。我们已 仄一仄一 经知道，差模输入范围机一等+ 等y 4 1 ，其中，k l - k 2 - - k l 2 , k 1 k 2 绷i j 为m l 、 m 2 的增益因子( g a i nf a c t o r ) 。当v i 在此范围以内时，v s l , 2 = 寻。这是怎么得来的呢? 当v i 在差模输入范围内变化时，由于尾电流几乎保持恒定，故m ，、m ：管的小信 号电流i d 。、i d 2 满足关系i d l = 一i 血，而i d ，= ( v i v 。，2 ) g m ，i d 2 = 一v s l ，2 9 砬，故 ( v i v s l , 2 ) g m l - - v s h 2 9 砬jv s l , 2 - - - ( g m l - g a a ) ( 2 - 1 ) 2 高压摆率差分输入级源端小信号电压 从2 1 2 节1 小节知，当v i 较小，即m 3 未截止时，m l 、m 2 源端小信号电压为 v 。，：一i v i 。我们还可以采用两种办法来验证这个结论的正确性。 第一种办法，将羔堕视为一共漏放大器的增益，称共漏放大器法。 可以将从m 。栅端到其源端的小信号电压增益视为一漏极退化的共漏放大器( 源极 跟随器) 的增益。或者这样理解，以m 。栅端为输入端，以其源端为输出端，则可将该 高压摆率电路视为一个共漏放大器，其漏端通过一个m o s 二极管接地。该漏极退化共 西南交通大学硕士研究生学位论文 第7 页 漏放大器的低频小信号模型如图2 _ 4 所示。 图2 _ 4 漏极退化共漏放大器的低频小信号模型 对节点d ；列写方程组，并根据1 g 神支路的电流等于l l | | 支路的电流，得 石m 2 到方程组 譬 计算从m ，源端看进去的小信号电阻l ，的交流通路如图2 5 所示。在静态情况下 ( v ；= 0 ，相应地v 。，= o ) ，我们推测m 。的栅端直流电压等于其漏端直流电压，即 = v 璐。假设m ，的漏端直流电压大于m 。的漏端直流电压，即 v 矗，则必定有 i d 7 i d 2 ，再由1 w = i d l ，i m = i d 2 ，可推知i d l 。，受控电流v 9 6 9 面将不会流过ki l 上g m l l i 上g m 2 ，v 9 6 9 嘶瓦- - i 1 不是 2 1 4 差分工作状态的截止 正如前面分析的那样，当输入小信号电压v i 。较小时，随着v i 。增加，m ，的漏端电 流i d 5 减小，m 。的漏端电流i d 6 增大，且i d ，与i d 6 的变化量相同，( i o s + i 璐) 的值始终保 持恒定。因此，当v i 。较小时，该高压摆率输入级相当于带恒流尾电流源的普通差分输 入级。若假设m 。、m ：、m 5 、m 6 具有相同的宽长比，则在静态时有v g 。，= v g 辎。输 西南交通大学硕士研究生学位论文 第11 页 入为v ；。时m s 的栅源电压v g s ，减小2 v i 。，而m ：的栅源电压减小等。那么随着v i 。增 加，v g 。，必然先于v g s 2 减小到v t ，当v g 。，= v t 时( 此时的v ；。= 掣= 显譬生) ， m ，刚好截止( 未考虑亚阀值效应) ，而m ：尚未截止。此后再继续增加v i 。，m 。、m ：耦 合源端的电压几乎不再变化( 实际上略有一点上升) ，那么m ：的电流将不再减小，而 m ，、m 。的电流将随v i 。增加而增大。 m ，截止后，m 。漏极电流随v j 。增大，这容易理解。但m 。漏极电流随v i 。增大的机 制要复杂一些，现分析如下，用到的小信号模型如图2 - 7 所示。设v s l ，2 略微增大v m 2 ， 通过运放a ：放大以后，在m 。栅端将产生一个和( v i 。一v 3 。，：) 基本相当的小信号电压， 使得m 。的漏端电流增加，这个电流占m 。漏端所增加电流的绝大部分，加上v 毗：在 k 上i i 上上产生的电流( 非常小) ，则为m 。漏端所增加的总电流。 g m lg m 2 2 1 5 输入管漏端电流的最大值 、，一、， 2 1 4 节指出，v i 。增大到兰号- 生时，m 3 截止。此后随着v i 。继续增大，i d l 将进 一步增大，导致v d 。= v g 7 减小。由于m 。栅端电压v g 。，其漏端电压v d ，在减小，在 v d 。 c o l v t 时，v d 。的减小不会怎么影响i d 。( 只会使之略微减小) ，但总有一个时刻 二者关系变化到v g 广v t = v d 。，此后v d 。减小使得i d 。减小得越来越快，那么当v d 。减小 到一定值时，在瞬间v d 。减小引起的i d ，的减小量刚好等于v g ，增大引起的i 脚的增加量， 此后i d i 不再增加。 此时的电流即为i d l ，一。那么i d l 。一和尾电流i 蝴- - i d 3 + i d 4 有什么样的关系呢? 假定m ，的宽长比已知，可求出i d l 一对应的，从而m 。的漏端电压v d 。= v d d 一 。若i d 。，一对应的m ，的栅源电压为v ，c l i ，则有l ，c l i 一= v d d 一，“。当m ， 刚好截止时，其栅源电压v = ，相对于静态偏置电压魄，减小了 西南交通大学硕士研究生学位论文 第12 页 v g s 3 = v g s 3 - v t = v 3 ，又v # = - - 2 v i 。，故m 3 刚好截止时的输入小信号电压v i 珥3 0 口2 等= 孚，v 5 珐。疆= 半= 叟4 。若v c m 为m 。、m ：的静态偏置电压( 取共模输入 电压范围的中点) ，则随着v i 。的增大，m ，刚好关断时m 。的栅源电压为 v g s 。蚶= v c m + 孚。因此，从m 。刚好关断到m 刚好进入线性区，m 。的栅源电压增加 量为 v = 。，丽一。枷= v 册一，谢+ 一( k m + 孚) ( 2 - l 。) 根据电路的单位增益带宽，又可求出g 。故 2 1 6 主运放零极点分析及全频率增益a 。( s ) 如图2 一l 所示，观察其右半支路的信号通路，可以发现，该电路中不包含能产生 零点的节点，而在a 、b 、o 节点处，会分别产生极点p a 、p b 、p o 。a 、b 、o 节点处 的小信号电阻分别为 r a = 上i ir 0 2 上( 2 - 1 2 ) g m l 0g m l 0 r b ：上r o t 2 - 上 ( 2 1 3 ) 显然， a 2 9 m 1 4 r o l 4 r o l 2i ia 3 9 m 1 4 r o l o r o l 3 ( 2 14 ) r a ，r b a 、b 、o 节点处的电容有如下关系， c 。c a c b 由于极点频率是节点小信号电阻和电容乘积的倒数，故 p o i i p a f ，l p b f 注意区分极点和极点频率。主运放增益应为 ( 2 - 1 5 ) ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) 0 q m 屯 g ni v k 一4睨导 叫 m ， 牛一 k 了 ，一， 。r_。 兑 饥 引 西南交通大学硕士研究生学位论文 第13 页 a v ( s ) 2 9 m l r ”百1g m l ：r b i | 击g 州酬击= l11 =gmlia1b1ogml2gml4scar+lscbrb+1scoro+ls ss c g 上式中g m l = g a = g m l 2 。由于k l o = v o l 2 且s 1 2 2 s l o ，故 g m l 2 = k g m l o 由式( 2 1 2 ) 、( 2 - 1 3 ) 、( 2 1 8 ) ，可将( 2 1 9 ) 继续化为 a ，( s ) 。g m l r o = k g m l r o 11 g m l 0g m l 4 ( 2 1 8 ) ( 2 - 1 9 ) 鸸丽1 丽1 丽1 2 ( 2 珈) s c a r a + 1s c b r b + ls c o r o + l ( 2 - 2 0 ) 式还可继续化为 a 。( s ) 。k g 。l r o 璺+ 1 l + 1 上+ 1 i c a r al c b r b1 c o r o 球g 蕊。击击玄 p ap b p o 上式中，令s = j o ，有 ( 2 - 2 1 ) 氐户瓯心商商 1 i 高q ) - 2 ： q 。2 2 在较低频段( 至少在单位增益频率范围内) ，可以认为 s c a r a + 1 1 s c b r b + l l 这可以由向量相加的原理得到。故( 2 2 1 ) 式可继续化为 ( 2 2 3 ) ( 2 - 2 4 ) ( 2 2 5 ) 若令a ，( o ) = a v o = k g 。l r o( a ，( 0 ) ( 或a v o ) 表示低频增益) ，则( 2 2 1 ) 、( 2 2 5 ) 式变为 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 4 页 啾一，。击。击。击 p ap bp o a v ( s ) _ a v ( 吵西1 再= a v ( o ) 击 p o 2 1 7 主运放的单位增益带宽及静态偏置电流 ( 2 - 2 6 ) ( 2 - 2 7 ) 分别记主运放的单位增益带宽为国。 o l ，静态偏置电流为i 。、i d 2 、i d 0 。确定。，钆 有两种方案。 在2 1 6 节( 2 2 5 ) 中令s = j o ，两边同时取模，得到 蜘) - k g m l r o 丽1 在( 2 2 8 ) 式中若令= 兰鲁吐，有 、，0 i a , ( j c o ) 2 k g m l r o 丽1 l 故 = 等 第二种方案 在( 2 - 2 0 ) 式中令s = j o ，两边同时取模，有 m ) l = k g m l r o - 万雨1 雨。万丽1。万丽1 上式中令= 萼粤，则有 o o a ，( j a ) ) l - - k g 。1 ( 2 - 2 8 ) ( 2 2 9 ) ( 2 3 0 ) ( 2 3 1 ) ( 2 3 2 ) 赤 由2 1 6 节e e ( 2 1 6 ) 式可得 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 5 页 垒、鱼1 c 。c 。 又。式( 2 - 3 2 ) 式中k g 。l r a 、k g 。1 r b 为有限值，故 故( 2 3 2 ) 式可化为 a 删i = k g 以丽1 这与( 2 2 9 ) 式的形式是一致的。根据( 2 3 4 ) 、( 2 - 3 5 ) 式可知 略 l 略 l ( 2 3 3 ) ( 2 3 4 ) ( 2 - 3 5 ) ( 2 - 3 6 ) ( 2 - 3 7 ) ( 2 3 8 ) 因此，当= 粤时，i a ，( j ) l 已经略小于1 了，故更准确的单位增益频率应该略小 、7 0 于粤，但我们在估算时总可以采用( 2 3 0 ) 式。 、一。 由式( 2 3 0 ) 可以得到 。一u ，o l c o g m t = 千 i d l = 扣k ，= 三半v o v l - - 2 i d l i o o - - 2 i = 竿v o v l = 半v o ，- ( 2 - 3 9 ) ( 2 - 4 0 ) ( 2 - 4 1 ) 、， iy；， a o b o c c c c ，l，l 、-、l_， k k m m g g k k 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 2 1 8 主运放的共模输入范围及差分输入对管静态偏置电压的确定 主运放的共模输入范围记为i c m r ，差分输入对管静态偏置电压记为v c m 。o 。设运 放两输入端均接共模输入电压v c m ，我们先思考一下m 。、m ：的漏端电压v d 。( v ) 和 耦合源端电压v s l ，2 如何随v c m 变化。设初始时刻v r c m 使得所有m o s 管均工作在饱和 区。随着减小，若，：不变，则导致i d 。+ i 抛 i d 5 + i d 6 ，这与实际不符；若v r c m 增 大，也不符合i d ；+ i d 2 = i d 5 + i d 6 的实际情况。因此若v c m 减小，k 。：只能跟着减小。但 m 减小的速率只能略微小于v 减d , n 速率。这是因为m 。、m ：的栅源电压变化对 i d ，+ i d 2 的影响远大于m ，、m 。的漏源电压变化对i d 5 + i d 6 的影响，若v & 略微减小，则 i d l + i 抛也略微减小，而虽然。：减小的速率比。大得多，由于，：是m 5 、m 6 的 漏源电压，故1 2 减小也只会使i d 5 + i d 6 略微减小，从而保证了i d l + i d 2 和i d 5 + i d 6 达到 动态平衡。 另一方面，若v - c m 增大，。：也随之增大，但。，：增大的速率只是略微小于v c m 增 大的速率。可见，当v c m 从适当值开始变化时，。：几乎与之同步发生变化，而v d 。= v 只会随之发生非常微小的变化，所以可认为v d 。( ) 是恒定的。 综上，当v c m 从一个适当( 该值使所有m o s 管均工作于饱和区) 开始变化，若v 高 增大( 或减小) k ，= 2 只是略微增大( 或减小) 一点，几乎不发生什么变化，可以 视为恒定。，亦如此，在前述过程中几乎不变。因此，i c m r 下限应为 【i c m r a2 + v g s i ( 2 4 2 ) i c m r 上限为 【i c m r 一= v m 一+ k ( 2 4 3 ) 故 i c m r 2 【k 5 + v g s l ，v d d 一9 + u 】 ( 2 - 4 4 ) 为保证最大的单端输入电压摆幅，取v c m 为i c m r 中点值，即 v c m ，q = 订+ 。+ 告 v d d v s 0 9 + k 一( u ，+ ，) ( 2 4 5 ) 2 2 共模反馈电路 2 2 1 全差分运放必须添加共模反馈电路的原因 以输出节点为界，运放( o t a ) 的输出支路在其上的部分可以看作一个电流源， 而在其下的部分可以看作一个电流漏( 或称电流沉) 。这种在同一条信号路径上既存在 电流源又存在电流漏的结