（微电子学与固体电子学专业论文）高速高精度开关电容放大器电路研究.pdfVIP

中文摘要 摘要：模数转换器是模拟信号和数字信号之间的转换界面。在众多的c m o s 模 数转换器的结构中，流水线a d c 能达到高速的输入性能和快速的处理能力。流水 线式a d c 转换器由一些低分辨率的子a d c 转换器( 每级分辨率为1 位到1 5 位) 级联而成。每一级子a d c 转换器都输出一组与之相对应的数字输出，对这些低分 辨率数字输出值进行适当的运算，可得到最终的高分辨率数字输出值。为了方便 后级的转换，需要用一个2 倍的级问误差放大器使信号保持在合适的幅度。因此， 在流水线a d c 转换器中，需要可进行精确加减法和增益功能的电路，这些功能完 全可通过一个以0 t a 为核的开关电容增益结构完成。 作为模拟电路和数字电路的接口模块，a d 转换器中的保持电路是整个电路 的核心模块。随着技术的发展，高速度高精度已成为设计流水线a d 转换器的目 标，因此，一个高速高精度的采样保持电路就显得尤为重要。 本文设计了一个完整的全差分开关电容放大器电路( 采样保持电路) ，这种结 构可以很好地消除直流偏置和偶次谐波失真，抑制来自衬底的共模噪声；使用的 套筒式增益自举运算放大器，可以协调运算放大器的有限增益和所需建立时间的 问题。该电路在1 8v 电源电压下实现了2 0 0m h z 采样频率，采样精度可以达到 1 0 位以上，适用于流水线a d 转换器的前端采样部分；同时，也可以应用于其 他高速模拟系统中。 另外，针对高精度设计本文提出了一种新的开关电容放大器结构，与传统的 开关电容电路相比，该电路有效的抑制了由电容失配引起的精度误差：同时本文 提出一种新的利用补偿电容技术抵消电荷注入效应的方法，极大地提高了高速流 水线a d c 的转换精度。 针对低功耗设计，本文提出了一种新的电流镜o t a 结构，极大的降低了o t a 及整个a d c 的功耗。 整个a d c 设计与2 0 0 7 年5 月送出流片，2 0 0 7 年1 0 月芯片完成流片，并对封 装好的芯片进行了测试，测试结果与版图后仿结果一致，本次流片成功。 关键词：运算放大器；开关电容；电容失配；电流镜；模数转换器 分类号：t n 4 0 2 a b s t i 矾c _ r ：a d ci st h ei n t e r f a c eb e t w e e na n a l o gs i g n a la n dd i g i t a ls i g n a l c o m p a r i n gw i t ho t h e rm o s ta d c a r c h i t e c t u r e ，t h ep i p e l i n ea d ca c h i e v e sh i g h s p e c d i n p u tp e r f o r m a n c ea n df a s tp r o c e s s i n gc a p a b i l i t i e s p i p e l i n ea d c i sc o m p o s e do fs o m e l o w r e s o l u t i o ns u b a d cc o n v e r t e r ( p e r - s t a g er e s o l u t i o no flt o1 5 ) e v e r ys u b a d c c o n v e r t e rd e v e l o p sad i g i t a lo u t p u tc o r r e s p o n d i n gt oi t s e l f b yc o m p u t i n gt h e s e l o w - r e s o h i t i o nd i g i t a lo u t p u tv a l u e sa p p r o p r i a t e l y ，t h eu l t i m a t eh i g h - r e s o l u t i o nd i g i t a l o u t p u tv a l b ec a nb eg a i n e d t of a c i l i t a t et h ec o n v e r s i o nl a t e r ， a2t i m e se r r o ra m p l i f i e r i sn e e d e dt om a i n t a i nt h es i g n a li nt h ea p p r o p r i a t er a n g e t h e r e f o r e ，i nt h ep i p e l i n e a d cc o n v e r t e r ，i ti sn e c e s s a r yt od e s i g na na c c u r a t ep l u s s u b t r a c t i o na n dg a m f u n e t i o nc i r c u i t t h e s ef u n c t i o n sc a l lb ea c h i e v e db yas w i t c h e d c a p a c i t o rg a i ns t r u c t u r e w h o s en u c l e a rs t r u c t u r ei sao t a a d ci st h ei n t e r f a c em o d u l eb e f w o e l la n a l o gc i r c u i ta n dd i f f i t a l c i r c u i t ，a n d s a m p l i n g h o l d i n gc i r c u i t ( s m ) i st h ec o r em o d u l ei n t h ew h o l ea d c a l o n gw i t h t e c h n o l o g i c a ld e v e l o p m e n t ah i g h s p e e dh i g h p r e c i s i o np i p e l i na d c h a sb e c o m et h e g o a l ，t h e r e f o r e ，ah i g h - s p e e dh i g h - p r e c i s i o ns hc i r c u i ti sp a r t i c u l a r l yi m p o r t a n t i nt h i sp a p e r ，af u l l yd i f f e r e n t i a ls w i t c h e d - c a p a c i t o ra m p l i f i e ri sd e s i g n e dw h i c h a c h i e v e ss hf u n c t i o n s u c hs t r u c t u r ec a l le l i m i n a t ed cb i a sa n dd u a lh a r m o n i c d i s t o r t i o n s ，i n h i b i tt h ec o m m o n - m o d en o i s ef r o mt h es u b s t r a t e i nt h i ss t i u c t u r e ， a c a s c o d eg a i nb o o s t i n ga m p l i f i e ri sd e s i g n e dt oh a r m o n i z et h ep r o b l e m sb e t w e e nl i m i t e d g a i na n ds e t t i n gt i m eo f a m p l i f i e r i nt h i sp a p e r ，an e ws w i t c h - c a p a c i t o rc i r c u i tw i t hr e d u c e ds e n s i t i v i t yt oc a p a c i t o r s m i s m a t c h e sw a sp r e s e n t e d 1 1 l et e c h n i q u ew a sb a s e do ns a m p l i n gf u l l yd i f f e r e n t i a li n p u t s i g n a l sv i at h eb o t hp l a t e so ft h es a m p l i n gc a p a c i t o r su s i n go t a i nt w op h a s e s t o r e d u c et h eu n w a n t e de f f e c t so ft h ep a r a s i t i cc a p a c i t o r sa n da l s ot h es w i t c h e s c h a r g e i i l j e c t i o u s ， ac o m p e n s a t i o nc i r c u i tw a sc r e a t i v e l yi n c o r p o r a t e do ni t i na d d i t i o n 。ac u r r e n t - m i r r o ro t aw a sp r o v i d e d i t so u t p u ti m i 媳l a n c oi si n e r e a s e d b yr e d u c i n gt h eb i a sc u r r e n t so ft h eo u t p u tb r a n c h e s ， w h i c hi sr e a l i z e db ys h u n t i n g p a r t i a lm i r r o rc u r r e n t sa w a y t h e s es h u n tc u r r e n t sa r et h e nr e u s e dt or e a l i z et h es e c o n d i n p u ts t a g e f i n a l l y ，t h ep u s h p u l lo u t p u ts t a g ef u r t h e re n h a n c e sm eg a i n 1 1 1 ec r i t e r i a f o rd e t e r m i n i n gt h ec i r c u i tb a n d w i d t ha n dg a i np a r a m e t e r sa r ed i s c u s s e d t h eo t a w i t h h i 曲p e r f o r m a n c ep r o v i d e st h es w i t c h - c a p a c i t o rc i r c u i tw i t hg o o da m p l i f i e r n ea d cw a ss e n tt ot a p eo u ti nm a y2 0 0 7a n dt h ec h i pr e t u r n e di no c t o b e r2 0 0 7 t 1 1 et e s to nt h ec h i ph a sc o m p l e t e da n dt h et e s tr e s u l ti st h es a l n ea st h el a y o u t s i m u l a t i o nr e s u l t t a p i n go u ti ss u c c e s s f u l k e y w o r d s ：( ) 1 a ；s w i t c h e d c a p a c i t o r ：c a p a c i t o r - m i s m a t c h ；c u r r e n tm i r r o r ： a d c c l a s s n o ：t n 4 0 2 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 靠蕾导师签名：燃 签字日期：产l 月够e l签字日期：砷年廖月 泪 独创性声明 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： 秭指签字日期：o 7 年 月7 f 日 致谢 本论文的工作是在我的导师李哲英教授的悉心指导下完成的，李哲英教授严 谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢三年来 李哲英老师对我的关心和指导。 李哲英教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给 予了我很大的关心和帮助，在此向李哲英老师表示衷心的谢意。 李哲英教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意见，在此表示衷 心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，李博、李月梅、李争等同学对我论文中的模 拟电路研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢家人，我的妈妈、弟弟、爷爷、奶奶和刘翔，他们的理解和支持 使我能够在学校专心完成我的学业。 1 前言 1 1 课题目的和意义 由于数字信号有着比模拟信号更容易处理、分析、存储的优点，生活中无论 影像、声音、各种信息的处理都由模拟信号的形式转换成为数字信号的形式。因 此，模数转换器( a d c ，a n a l o gt od i 百t a lc o n v e r t e r ) 在产品中的角色也就越来越重 要。 模数转换器是模拟信号和数字信号之间的转换界面。在众多的c m o s 模数转 换器的结构中，流水线a d c 能达到高速的输入性能和快速的处理能力。流永线式 a d c 转换器由一些低分辨率的子a d c 转换器( 每级分辨率为1 位到l 。5 位) 级 联而成。模拟信号由第一级子a d c 转换器输入，并被其转化为相应的低分辨率数 字输出，然后，把模拟误差余量传递到下一级子a d c 转换器进行类似的转换。依 此类推，对每一次被采样的模拟信号，每一级子a d c 转换器都输出一组与之相对 应的数字输出，对这些低分辨率数字输出值进行适当的运算，可得到最终的高分 辨率数字输出值。为了方便后级的转换，需要用一个2 倍的级间误差放大器使信 号保持在合适的幅度。因此，在流水线a d c 转换器中，需要可进行精确加减法和 增益功能的电路，这些功能完全可通过一个以o t a 为核的开关电容增益结构完成。 在本论文中，以流水线a d c 为应用背景设计了一个高速高精度开关电容放大 器，并在设计过程中尽可能的降低功耗，满足a d c 的低功耗设计。 1 2 国际国内研究状况和进展 作为模拟电路和数字电路的接口模块，d 转换器中的保持电路是整个电路 的核心模块。在流水线结构的d 转换电路中，采样保持电路通常是功耗最大的 模块。此外，采样保持电路的性能决定了整个a d 转换器的性能。随着技术的发 展，高速度、高精度、低功耗已成为设计流水线d 转换器的目标 1 1 1 2 3 1 ，因 此，一个高速高精度的采样保持电路就显得尤为重要。 在m o s 电路中，最简单的采样保持电路只需要一个m o s 开关和保持电容就 可以实现。但是，由于m o s 开关固有的电荷注入与时钟馈通效应，使得这一简单 的采样保持电路很难满足实际的应用要求。现在通常采用的底极板采样技术几乎 完全抑制了在采样时刻由开关的电荷注入和时钟馈通引入的非线性误差【4 】。 通常采样保持电路由开关电容和运算放大器组成。在应用中，可以用作开关 的结构有很多种，如单个m o s 管、传输门或各种自举( b o o t s t r a p p i n g ) 开关。近年 来，开关采用传输门结构，以获得比单个m o s 管开关更高的信噪比。s h 电路 采用差分结构，差分结构降低了对共模噪声干扰的灵敏度及时钟信号的馈通( f e e d t h r o u g h ) ，并且显著的抑制了偶次谐波引起的失真【4 】。因此，差分结构更适用于 高性能采样保持电路，但同时也有一些缺点。最显著的问题是输出端的共模电平 很可能不稳定，因此， 需要加入共模反馈( c m f b ) 电路，以稳定共模电平。 不同的a d c 结构需要特定的采样，保持电路，采用不同的电容采样技术。针对 流水线a d c 结构，采样，保持电路由一个开关电容放大器电路实现。在传统的流水 线a d c 开关电容放大器电路中采样电容对输入电压和参考电压进行采样，然后 将电荷转移到反馈电容上，将反馈电容上的电压作为输出。由于电荷在不同的电 容问转移，电容的失配将带来输出电压的误差。 高速流水线a d 转换电路要求高的转换精度，在实现取样保持功能的开关电 容放大器电路中，常因为电容失配误差影响整个系统的转换精度。对于电荷转移 流水线a d 转换器来说，电容失配是限制分辨率提高的最重要因素。在c m o s 工 艺中，由于极板边缘效应、极板间氧化层厚度不均匀等因素的影响，设计时完全 相同的两个电容，实现出来的电容值会稍有差别。尽管一些系统，比如一调 节器能够容忍这种失配，但是高精度的流水线a d c 对这种电容问的失配相当敏感 【5 】【6 】【7 】 目前，在流水线a d c 中可以采用c m o s 实现对等控制、改变控制时钟等技 术来克服这个问题f 5 】【6 】【7 】【8 】，但是精度的提高不明显，而且都存在一定的局限性。 1 3 本论文的贡献 本文介绍的采样，保持电路采用全差分结构。这种结构可以很好地消除直流偏 置和偶次谐波失真。抑制来自衬底的共模噪声；使用栅压自举的开关，使采样开 关栅压随输入信号的变化而等量变化，不受输入信号幅度的影响；使用套筒式增 益自举运算放大器，协调运算放大器有限的增益和所需建立时间的问题。与文献【9 1 中的采样保持电路相比，本文的电路结构简单、速度快、精度高、功耗少。该电 路在1 8 v 电源电压下实现了1 0 0m h z 采样频率，采样精度可以达到1 0 位以上， 适用于流水线d 转换器的前端采样部分；同时，也可以应用于其他高速模拟系 统中。 本文提出了一种新的开关电容放大器结构，与传统的开关电容电路相比，该 电路有效的抑制了由电容失配引起的精度误差；另外，本文提出一种新的利用补 2 偿电容技术抵消电荷注入效应的方法，极大地提高了高速流水线a d c 的转换精度。 上述可知，在流水线a d c 转换器中，开关电容增益电路可通过一个以o t a 为核的开关电容增益结构完成，因此，o t a 的设计成为流水线a d c 设计的核心， 并且o t a 的性能直接影响到整个a d 转换的性能。 微电子应用技术中常采用跨导运算放大器( o t a ) 在高频下驱动电容负载， 而且相对于单端运放，全差分运算放大器电路对环境噪声有更强的抑制能力，全 差分高速运算放大器越来越得到高度重视和广泛应用。本文详细设计了一种套筒 式o t a 结构，然后对其功耗进行优化提出一种新的电流镜o t a 结构，在满足o t a 设计指标的前提下有效地降低了功耗。 1 4 论文各部分主要内容 本论文分为六章，第一章为引言部分，第二章概述基于流水线a d c 的开关电 容放大器，第三章设计了基于流水线a d c 的开关电容放大器电路，第四章详细介 绍了开关电容放大器电路中的o t a 设计，并对其进行了功耗优化、噪声和频率响 应分析，第五章创新性的提出了一种新的开关电容放大器结构，有效地抑制了由 于电容失配和电荷注入效应引起的精度问题，并且针对低功耗设计创新性的提出 了一种电流镜o t a 结构，极大地降低了功耗，第六章介绍了电路的物理设计，第 七章给出了本设计的结果和结论，完成了整个芯片的设计流程。 2 基于流水线a d c 的开关电容放大器 2 1 概述 近年来，随着通信和多媒体市场的快速增长，数字信号处理技术得到了迅猛 发展，并广泛应用于各个领域，从而对a d 转换器的性能要求也越来越高。流水 线d 转换器能够提供优异的动态特性，可以对输入信号高速高精度的进行采 样，且功耗低、面积小，可以很好地满足现代数字无线系统、通信、高精度成像 系统、高速数据采集系统等对高速、高精度a d 转换器的需求，应用前景十分广 阔。位于流水线d 转换器前端的采样保持电路是整个系统的关键模块电路之 一。采样保持电路后续各级数据转换的精度不可能超过它的转换精度。换言之， 最前端的采样保持电路是整个系统转换精度的瓶颈 1 0 1 1 1 1 。 采样保持电路是流水线a d 转换器中的关键模块，它的使用可有效减少d 转换器工作中的大多数动态误差，尤其是输入信号中的高频部分造成的误差。另 一方面，由于整个转换器的动态范围由前端的采样保持( s h ) 电路所限定，因此， s h 电路的性能是至关重要的，其精度和电压转换率( s l e w - r a t e ) 是影响 d 转 换器性能的最主要因素。 传统的采样保持电路由于开关的沟道电荷注入和时钟馈通效应，性能受到影 响。在深亚微米下，由于工艺条件等的限制，采样保持电路的精度受到很大影响。 今年来，设计中通常采用下极板采样技术和全差分结构以消除开关电荷注入和时 钟馈通引起的误差，从而获得高精度。另外，寄生电容、电容失配也会造成电路 精度下降。在开关保持电路设计时应该考虑这些因素对电路进行改进设计，以达 到更高的精度。 2 2 开关电容电路结构及应用分析 近年来，随着多媒体市场的快速增长，模数转换器得到了迅猛发展，并广泛 应用于各个领域，对d 转换器的性能要求也越来越高。流水线a d 转换器能 够提供优异的动态特性，可以对输入信号高速高精度采样，且功耗低、面积小， 可以很好地满足现代数字无线系统、通信、高精度成像系统、高速数据采集系统 等对高速、高精度a d 转换器的需求，应用前景十分广阔。位于流水线a d 转 换器前端的采样保持电路是整个系统的关键模块电路之一。 在m o s 电路中，最简单的采样保持电路只需要一个m o s 开关和保持电容 4 基于流水线a d c 的开关电容放大器 就可以实现。但是，由于m o s 开关固有的电荷注入与时钟馈通效应，使得这一简 单的采样保持电路很难满足实际的应用要求。现在通常采用的底极板采样技术几 乎完全抑制了在采样时刻由开关的电荷注入和时钟馈通引入的非线性误差。采样 保持电路后续各级数据转换的精度不可能超过它的转换精度。换言之，最前端的 采样保持电路是整个系统转换精度的关键问题。 不同的a d c 结构需要特定的采样保持电路，采用不同的电容采样技术。针对 流水线a d c 结构，采样保持电路由一个开关电容放大器电路实现。采样保持电路 的使用可以减少a d 转换器的大部分动态误差；另一方面，由于整个转换器的动 态范围不可能超越其前端采样保持电路，所以，其性能将决定整个a d 转换器的 性能。要提高d 转换器的转换速率和线性度，首先必须提高采样保持电路的速 度和线性度。 图2 1 电荷转移结构 f i g u r e2 1c h a r g et r a n s f e rs t r u c t u r e v o r v o n 图2 2 电容翻转结构 f i g u r e2 2c a p a c i t o rr e v e r s a ls t r u c t u r e v o p v o 图2 1 、图2 2 是两种被广泛采用的c m o s 采样，保持电路结构。这两种结构 都采用了底极板采样技术、全差分结构，都需要两相非交叠时钟。底极板采样技 术降低了电荷注入、时钟馈通效应及各次谐波。全差分结构减小了采样失调误差， 抑制了衬底噪声，并降低了共模增益和二次谐波。比较这两种结构，电荷转移型 ( c h a r g et r a n s l ) 在传输过程中只有差分电荷转移到反馈电容c f 上，共模电荷一直保 存在输入采样电容c s 上，因此，其输入共模电平范围很大。电容翻转型 ( c a p a c i t o r f l i p - a r o u n d ) 的输入信号共模范围受运算放大器影响相对较小，且具有较 大的反馈系数和较少的电容，因此具有实现面积小、噪声低、功耗低、保持相稳 定时闯短等优点，更适合应用于高速流水线d 转换器。本设计采用电容翻转结 构。 针对1 5 b i t ，每级2 0 0 m h z 的a d c ，本文提出了一种两倍增益高线性、高速、 高精度采样保持电路。该采样保持电路通过对输入信号实现两倍放大，改善了 高频非线性失真；一种新型的消除衬底偏置效应的采样开关，有效地提高了采样 的线性度；高增益和宽带宽的折叠共源共栅运算放大器保证了采样保持电路的精 度和速度 开关电容放大器结构设计 3 开关电容放大器结构设计 3 1 开关电容电路结构及工作原理 3 1 1 概述 本节介绍了一种可以产生两倍额定增益而且有更高的速度和更低的增益误差 的电路结构。 图3 1 传统开关电容放大器电路 f i g u r e3 1 本文设计的一种两倍增益全差分采样保持电路结构如图3 1 所示，放大器包 含四个相等的电容c 1 、c 2 、c 3 、c a 。相对于一倍增益的采样保持电路，两倍 增益电路在完成同样输出情况下，使信号输入范围降低了一倍，从而减小了孔径 时间不确定引入的高频非线性失真，同时也降低了对外部输入驱动电路的要求。 全差分结构还可以很好地消除直流偏移和偶次谐波失真 3 1 2 开关电容电路工作原理 7 采样电路保持电路 图3 2 开关电容工作原理图 f i g u r e3 2s w i t c h e d c a p a c i t o rw o r kp r i n c i p l e 中。_ 厂 州厂 i 厂 m ： 厂 厂一 图3 3 开关电容工作时钟 f i g u r e3 3c o n t r o lc l o c ko f s w i t c h e d c a p a c i t o r 设计的m b t ( m u l t i p l y - b y - t w o ) 电路的工作原理如图3 2 所示，电路采用双 向非交叠时钟控制电路工作在采样，放大( 保持) 状态。在采样相( n ) 时，四个 电容c 1 、c 2 、c 3 、c 4 对输入的差分信号进行采样；在放大相( 仍) 时，电容c 2 、 c a 作为反馈电容，电容c l 、c 3 作为采样电容对参考电压进行底板采样，准确的 输出电压应该是2 x l x y w ( 其中v r e 行是电路参考电压) 。由以上分析可知， 此采样保持电路实现了对采样电压的两倍放大。在跟踪阶段被存储到采样电容上 的电荷，在保持阶段被转移到反馈电容上。这种基于电荷重分配原理的采样保持 电路，其输入输出共模电压相对独立，可允许大的输入共模范围。同时，由于在 采样过程中，比氟提前关断，即连接电容上极板的开关关断，存储于电容上底板 的电荷没有通路将保持不变；其后氟变低所产生的电荷注入和时钟馈通对采样电容 上的电荷影响较小。此技术又称为下底板采样。 开关电容放大器结构设计 由上述分析可知，输入信号增益( x 2 ) 和参考电压增益( x1 ) 的精度与输 入电容的失配有很大关系，仅仅考虑这种失配，整个的转换电路如果要达到6 0 d b ( 约为1 0 b i t ) 的转换精度，电容的失配必须小于o 0 5 ，这就使得电容匹配问题 成为影响电路精度的主要问题甚至瓶颈。 本文电路的电源电压1 8 v ，参考电压为0 9 v ，设计b m t 开关电容电路如图 3 1 所示，设电容g 理想值为c ，电容失配因子为西，则电容实际值可表示为g c j = c ( 1 + 占) ，i = 1 , 2 , 3 ，4 ( 3 1 ) 其中，变量圳，i 占：l ，i 万，1 ，i 占j 1 0 0 2 五1 5 0 1 7 耳 “帆i ) 图3 1 8 双相非交叠时钟仿真波形 f i g u r e3 1 8s i m u l a t i o nw a v eo ft w o p h a s en o n l ) y e r l a pc l o c k 为互补c m o s 开关提供时钟的电路仿真结果如图3 1 9 所示，该电路为开关提 供了严格、标准的互补时钟 k 和石面，且该时钟产生电路没有延迟。 - 芑 # 臃口n oo di 且 5 m且 t h i m ) 图3 1 9 开关互补时钟仿真波形 f i g u r e3 1 9s i m u l a t i o nw a v eo fs w i t c hc o m p l e m e n t a r ys w i t c h 1 9 j e 塞銮垣友堂亟堂焦论銮 对设计的增益乘2 开关电容电路进行了采样保持并放大两倍的仿真，采样频 率1 0 0 m h z ，结果如图3 2 0 所示，采样时钟如图3 1 9 所示，由图3 2 0 可知，电路 在p h i 一1 为高电平时对电路信号进行采样，在p h l 2 为高电平时对采样信号进行 保持和两倍放大，该电路功能满足了设计要求。 一w ( - t 恤a j v i r 竹一_ o 力- _ 哟 ；。，o 。f ：“+ + ， ： ! 一 r i ，暴孵霸、蠹韩最 、 v -1j 、铡髻土 营 ： 一? + 曩? “_ ；一 一j 。2 ： | = 二、 + 4 一+ 。 r o 口蒜) 嘲。 图3 2 0 采样保持并放大两倍的仿真波形 f i g u r e3 2 0s i m u l a t i o nw a v eo fs hc i r c u i tc o m p l e t i n g2t i m e sg a i n o t a 设计 4o t a 设计 4 1o t a 设计综述 4 1 1o t a 设计性能参数 下面介绍一些o t a 的设计参数，以便设计的时候权衡各个因素，使o t a 的 综合性能满足设计要求且性能最优。 增益 运放的开环增益确定了使用运放的反馈系统的精度。如果综合考虑速度与输 出电压摆幅这一类的参数，则必须知道所需的最小增益，因为高的开环增益对于 抑制非线性是必须的。 小信号带宽 运放的高频特性在许多应用中起重要作用。例如，当工作频率增加时，开环 增益开始下降，则在反馈系统中产生更大的误差。小信号带宽通常被定义为单位 增益频率。 大信号带宽 在当今的许多应用中，运放必须在瞬态大信号下工作，在这种情况下，非线 性现象使得对速度的表征非常困难，很难只通过小信号特性来表示速度。而且运 放的响应不能单纯用频率来描述，而用运放的转换速率( 即摆率) 和建立时间来 表示，这两个参数是运放的瞬态响应的主要参数。 输出摆幅 使用运放的多数系统要求大的电压摆幅以适应大范围的信号值。例如，能响 应管弦乐队音乐的高质量的话筒可以产生的瞬时电压范围大于四个数量级，要求 其后的放大器和滤波器处理大的摆幅( 并且或者达到低噪声) ，对大输出摆幅的需 求使全差动运放相当普遍。这最大的电压摆幅与器件尺寸、偏置电流、速度之间， 其性能指标是相互制约、可以易换的。因此，达到大的摆幅在当今的运放设计中 是主要的课题。 线性 开环运放有很大的非线性。非线性问题通过两种办法解决：采用全差动实现 方式以抑制偶次项谐波；提供足够高的开环增益以使闭环反馈系统达到所要求的 线性。值得注意的是，在许多反馈电路中，决定开环增益选择的因素是线性的要 j 哀窑煎太堂亟堂篮泣塞 求，而不是增益误差的要求。 嗓声与失调 运放的输入噪声和失调决定了能被合理处理的最小信号电平。在常用的运放 电路中，许多器件由于必须用大的尺寸或大的偏置电流都会引起噪声和失调。另 外，噪声和输出摆幅之间性能指标也是互相制约，两者之间的折衷问题也是设计 的关键问题。 电源抑制 运放常常在混合信号系统中使用，并且有时连接到有噪声的数字电源线上。 因此，在有电源噪声时，尤其是在噪声频率增加时，运放的性能是相当重要的。 所以全差动结构更受欢迎。 4 1 2o t a 设计指标 本设计中o t a 的性能指标如表4 。l 所示。该性能指标按照a d c 的性能指标确 定，主要包括a d c 的转换精度、转换速度和功耗等。 表4 10 t a 性能指标 t a b l e4 1p e r f o r m a n c ei n d e xo f0 t a d c 增益 5 0 d b比较电压v c m0 9 v 单位增益带宽 i g h z输出电压摆幅 o 9 v 压摆率 0 8 v n s建立时间 0 4 5 n s 输入电压范围3 0 0 m v 3 0 0 m v电源电压 1 8 v 4 2o t a 结构设计 4 2 1 全差动运算放大器结构分析 多数高性能的模拟集成电路使用全差动信号的方法。对于运算放大器，这个 技术形成差动输出和输入，因此被称为全差动运算放大器。使用全差分，信号后 面的主要驱动力是帮助滤掉来自衬底和开关电容应用中传输晶体管开关断开的噪 声。这种噪声过滤的原因是，如果电路是以对称形式构建( 有时称为平衡电路) 。 那么理论上噪声将同样影响两条信道，且将被滤掉，因为只有信号之问的差值才 最重要。换句话说，噪声对差动信号没有影响，差动信号是我们感兴趣的信号， o t a 设计 因为差动信号的两端看到的都是相同的噪声。实际上，这种过滤只是部分发生的， 因为引入噪声的机构通常关于电压水平都是非线性的。例如，衬底噪声一般将注 入穿过关于电压非线性的结电容。而且，开关断开引入的时钟耦合噪声一般也是 电压非线性相关的，这可以引起注入一条信道的噪声多于另一条信道，因此将注 入差动噪声。但是，一个全差动设计的噪声过滤比一个单端输出设计的噪声过滤 好得多。 使用全差动运算放大器的也缺点是必须添加共模反馈( c m f b ) 电路，这个附加 的电路需要用来建立共模输出电压。理论上说，它将保持这个共模电压不动，更 好的接近电源电压的一半，即使出现大的差动信号。没有了它，共模电压会漂移， 因为，虽然运算放大器被安置在一个反馈结构中，共模环增益一般是不能足够大 到可以控制它的值的，因为差动环增益一般非常大，这不是带有差动信号的情况。 全差动运算放大器的另一个缺点是在许多设计中，一个方向上的单端转化速 率当与等效单元输出设计的转换速率相比时显著降低。发生这个转换速率下降的 原因是转换的最大电流一般被输出级的固定偏置电流限制。例如，在全差动放大 器中，输出级中负向流动的电流是固定的，但是单位增益频率通常增大，因为镜 像电流源的一个一般要从信道中去掉。 不考虑刚才介绍到的一些限制因素，一个设计良好的全差动放大器工作得非 常好且可以显著改善噪声注入。由于这个原因，差动设计正变得越来越受欢迎， 在新的电路设计中将占绝大部分。 4 2 1 1 全差动折叠式共源共栅运算放大器 一个全差分折叠式共源共栅运算放大器如图4 1 所示，m 7 、m 8 和m 9 、m 1 0 分别组成两个共源共栅电流源。此外，电路添加了( c m f b ) 共模反馈电路。这些 电流源的驱动晶体管上的栅极电压由共模反馈电路的输出电压v 。廿i 决定。c m f b 电路的输入是全差动放大器的两个输出。c m f b 电路将检测这两个输出的平均值 并让它等于预先确定的值。 图4 1 全差分折叠式共源共栅运算放大器 f i g u r e4 1f u l l yd i f f e r e n t i a lf o l d e dc a s c o d ea m p l i f i e r 需要注意的是，当运算放大器输出转换时，反向转换速率可获得的最大电流 受m 7 或者m 9 的偏置电流的限制。如果c m f b 电路非常快，在转换的过程中这 些将被动态的增大到一定的程度，但是很少达到单端输出全差动运放的程度。由 于这个原因，全差动折叠共源共栅运算放大器通常设计的输出级的偏置电流等于 输入晶体管的偏置电流。而且，为了最小化转换速率限制过程中瞬间电压的变化， 已经添加了钳位晶体管m 1 1 和m 1 2 。 现在每个信道除了输出节点外都只有一个节点，即输入器件的漏极节点。这 些节点自然主要决定着等效第二极点。在负载电容非常小且最小化带宽非常重要 的情况下，一个附加设计( 即n 和p 沟道晶体管以及电源互换) 更加可取，以此 来最大化等效第二极点的频率。这个附加电路将导致输入器件的漏极阻抗是n 沟 道晶体管而不是p 沟道晶体管的跨导的倒数，得到更小的阻抗，并因此得到更快 的时间常数。这其中的代价是运算放大器的跨导，并且因此运算放大器的直流增 益由于输入晶体管现在变为p 沟道晶体管将变小。而且，c m f b 电路可能更慢， 因为调整的电流源也将必须是p 沟道晶体管。在任何情况下，附加设计通常都是 告诉全差动设计的一个合理选择。但是这也增加了电路设计的复杂度和难度。 0 1 a 设计 4 2 1 2 全差动两级运算放大器 二级电路曾经是双极型运算放大器和c m o s 运算放大器最常用的方法，可以 使用具有n 型和p 型器件的补偿工艺。典型的二级c m o s 运算放大器的方框图如 图4 2 所示。“二级”是指运算放大器中增益级的数目。图4 2 实际上显示了三级 两个增益级和一个单位增益输出级。输出缓冲器一般只有在电阻负载需要驱 动时才出现。如果负载只是电容就很少用。 图4 2 典型的二级c m o s 运算放大器的方框图 f i g u r e4 2t y p i c a l 叶s t a g e 潞a p l i f i e rf r a m e 上面只简单介绍了其中两种运算放大器的结构。目前，o t a 的设计主要有四 种：套筒式共源共栅；折叠式共源共栅；两级运放和增益提高电路。以流水线a d c 为设计背景，为了选择一种合适的结构，比较它们个方面的性能是有益的。表4 2 通过比较给出了各种运放电路的重要特性【1 8 】【1 9 】【2 0 】【2 l 】。通过比较可知套筒式 o t a 结构在满足增益和输出摆幅的条件下具有高速、低功耗、低噪声的特点，因 此本设计采用套筒式o t a 结构。 表4 2 不同结构运放性能比较 t a b l e4 2d i f f e r e n ts t r u c t u r e so p l e r a t i o n a la p 1i f i e rp e r f o r m a n c ec o m p a r i s o n o t a 结构 套筒式共源共栅 折叠式共源共栅 两极运放 增益提高运放 4 2 2 套简o t a 结构 增益输出摆幅速度功耗噪声 中中高低低 中 中高 中中 高高低中低 高 中 中高中 j e 塞窑垣太堂亟堂僮论塞 图4 3 套筒式共源共栅放大器结构 f i g u r e4 3c a s c a d ec a s c o d ea m p l i f i e rs t r u c t u r e 如图4 3 所示，o t a 的主体是套筒式共源共栅结构，该结构采用差动输入模 式。差动工作与单端工作相比，一个重要的优势在于它对环境噪声具有更强的抗 干扰能力，也就是它能抑制共模噪声。差动信号的另一个特性是增大了可得到的 最大电压摆幅。和单端的同类电路相比，差动电路的优势还包括偏置电路更简单 和更高的线性度。 图4 3 中m 9 和m 1 0 是电流源负载，输入晶体管偏置电流的一部分由电流源 提供，以此提高输入晶体管的可控性，例如，可以通过减小其电流而不是减小其 宽长比来降低负载器件的g m 。由图可知该套筒式结构采用共源共栅的差动结构， 该结构可以提高p m o s 和n m o s 的输出阻抗，以此提高电路的电压增益。因此， 套筒式共源共栅o t a 具有较高的差动增益，但其代价就是消耗更多的电压余度。 经计算，这种结构的放大倍数用a y 表示为 彳，2 9 7 【( g 。，k ，0 7 1 l ( g ，凡- ) 】 ，d 1 、 式中g ，、g 5 、g 。，分别为m 3 、m 5 、m 7 管的跨导，1 、5 、 分别为m 1 、m 3 、m 5 、m 7 管的输出电阻。 为了获得所要求的直流增益，在保证运放静态工作点稳定的同时，可以增加 某些管子的宽长比或者跨导系数来提高开环增益。从运放的电压增益公式( 4 1 ) 可以看出，增加输入管子的跨导系数或者增加m 3 、m 5 的宽长比都可以提高直流 增益，但是这样会导致运放3 d b 带宽下降，并增加了运放的输入寄生电容。因此。 要适当的选区输入m o s 管的宽度和长度。 o t a 设计 4 2 3 宽摆幅共源共栅偏置电路 图4 4 宽摆幅共源共栅偏置电路 f i g u r e4 4l a r g e s w i n gc a s c o d eb i a sc i r c u i t 在共源共栅放大器中，偏置电压的精度和稳定性在一定程度上决定了运放性 能的好坏。所以为了保证运放可以正常工作，就要求运放的偏置电压尽可能的准 确。 本设计采用的宽摆幅共源共栅偏置