（微电子学与固体电子学专业论文）高速高精度数模转换器的研究与设计.pdf

摘要 摘要 随着半导体技术的不断发展，数模转换器已被广泛应用于音频信号处理，数 字综合以及有线和无线通信上。作为数字世界和模拟世界的接口，数模转换器日 益显示出其重要性。传统的数模转换器主要应用于时域上，如高分辨率显示器、 音频信号处理。这些对高分辨率数模转换器的研究有一定推动作用。随着数字调 制技术的发展，数模转换器已经越来越多地应用在频域上。对于这些应用，数模 转换器作为发送机的基带，要求输出的信号在相邻信道不产生谐波。如今高速高 精度数模转换器研究的重点不仅要使直流精度达到要求，而且还要满足动态性能 的要求。 本论文主要对1 4 位、时钟频率为1 0 0 m h z 的数模转换器进行研究设计。为 实现1 4 位精度，高位电流源采用后台自校准技术。由于高位电流源是浮置结构， 可以在正常工作时对电流源测量，而不必将其替换，降低了电路设计的复杂度。 通过后台校准，修正了电流源由制造工艺产生的偏差，保证了输出电流的恒定。 输出级采用折叠结构，提高了输出摆幅；同时输出电流进入负载前通过交叉耦合 开关，使输出呈现自归零，减小了开关切换在输出波形上的影响。在数字输入部 分，采用数据无关的时钟负载结构，无论开关数据变化还是不变化，时钟负载均 恒定，从而减小了时钟抖动的发生，提高了动态性能。 整个芯片在中芯国际( s m i c ) 0 1 3t t m 工艺下实现，芯片面积为2 m m 2 m m 。 采用1 2 v 3 3 v 混合电源，数字部分电源为1 2 v ，模拟部分为3 3 v 。总功耗为 5 0 m a 。测得的微分非线性为3 i l s b ，积分非线性为4 3 l s b 。当时钟频率为 5 0 m h z ，输入信号频率为i m h z 时，测得的杂散动态范围( s f d r ) 为7 0 9 1 d b 。 关键词数模转换器；高速；高精度；自校准；自归零 中图分类号：t n 4 1 1 i a b s t r a c t i l l - _ _ _ _ _ l _ _ _ _ _ _ - _ _ _ _ _ _ _ - l - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ l i i i i l i _ _ _ _ _ _ _ i i _ - - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ i a bs t r a c t d i g i t a l - - t o - a n a l o g ( d a ) c o n v e r t e r s a r ce s s e n t i a l c o m p o n e n t s o fm o d e r n a p p l i c a t i o n ss u c ha sv i d e os i g n a lp r o c e s s i n g ，d i g i t a ls i g n a ls y n t h e s i s ，a n db o t hw i r e d a n dw i r e l e s st r a n s m i t t e r s w o r k i n ga sa ni n t e r f a c eb e t w e e nt h ed i g i t a la n da n a l o g w o r l d ，d a cb e c o m e s m o r ea n dm o r ei m p o r t a n t f o r m e r l y , t i m e - d o m a i na p p l i c a t i o n s s u c ha sh i g h - r e s o l u t i o nd i s p l a y sa n dv i d e os i g n a lp r o c e s s i n gw e r et h em a i nd r i v e r so f h i g h - r e s o l u t i o nd ad e v e l o p m e n t t h ew i d e s p r e a du s eo fd i g i t a lm o d u l a t i o n t e c h n i q u e sh a sl e dt om o r ef r e q u e n c y - d o m a i na p p l i c a t i o n s f o rt h e s ea p p l i c a t i o n s ， w h e r et h ed ac o n v e r t e ri su s e di nt h et r a n s m i tp a t h ，i ti sc r u c i a lt h a ts i g n a li no n e s i g n a lc h a n n e ld on o tp r o d u c es p u r si na d j a c e n ts i g n a lc h a n n e l s a c c o r d i n g l y , r e c e n t l y p u b l i s h e dh i 曲- s p e e d ，h i g h - r e s o l u t i o nd a c si n 10 14 b i th a v ef o c u s e do nb o t ht h e i n t r i n s i cd ca c c u r a c ya n dt h ed y n a m i cp e r f o r m a n c e a1 4 - b i t , io o m s s d i g i t a l - t o - a n a l o gc o n v e r t e ri sp r o p o s e d i nt h i st h e s i s b a c k g r o u n dc a l i b r a t i o nb a s e do nt h ec o n c e p to ff l o a t i n gc u r r e n ts o r i o gi si n t r o d u c e d t h em s bc u r r e n ts o u r c ec i r c u i tp e r m i t st h em e a s u r e m e n to ft h em s b c u r r e n tw i t h o u t t a k i n gt h ec u r r e n ts o u r c eo u t p u to fo p e r a t i o n ，a n di ti su s e dt og u a r a n t e es t a t i c l i n e a r i t yi n d e p e n d e n to fp r o c e s sv a r i a t i o n af o l d e d o u t p u ts t a g e i su s e d c r o s s c o u p l e ds w i t c h e s 玳u s e db e f o r et h eo u t p u ti m p e d a n c et o p r o v i d ea r e t u r n - t o - z e r oo p t i o nt om a s ks w i t c h i n gt r a n s i e n t s d a t a - i n d e p e n d e n tc l o c kl o a d i n gi s p r o p o s e dt oi m p r o v et h ed y n a m i cp e r f o r m a n c e t h e c h i pi si m p l e m e n t e di ns m i c0 1 3 p mp r o c e s s ，a n dt h ea r e ai s2 m m x 2 m m i t w o r k sa t1 2 3 3m i x e dp o w e rs u p p l ya n dt h ep o w e rc o n s u m p t i o ni s5 0 m a d i f f e r e n t i a ln o n l i n e a r i t yo f3 1l s ba n di n t e g r a ln o n l i n e a r i t yo f4 3 l s bh a v eb e e n m e a s u r e d w h i l es a m p l i n gf r e q u e n c yi s5 0 m s s ，i n p u tf r e q u e n c yi s1m h z , s f d ro f 7 0 91d bh a sb e e na c h i e v e d k e y w o r d sd i g i t a l - t o a n a l o gc o n v e r t e r ( d a c ) ：h i g h - s p e e d ；h i g h r e s o l u t i o n ； s e l f - c a l i b r a t i o n ： r e t u r n t o z e r o ( r t z ) c l cn u m b e r ：t n 4 i v 第章引言 第一章引言 自然界中存在的可测试物理量，就其表现形式来看，可以分为模拟量和数字 量两种。模拟量的表现形式是连续的，数字量的表现形式是离散的。在现实世界 里所有信号都是以模拟量的形式存在的。相比模拟信号，数字信号具有高保真、 易传输、易处理等诸多优势。随着集成电路工艺水平的不断提高，数字电路在功 耗和面积上的优势也将越来越明显。数据转换技术的出现和发展就是为了发挥和 利用好数字信号的这些优点。数模转换器( d i g i t a lt o a n a l o gc o n v e r t e r ，简称d a c ) 和模数转换器( a n a l o gt od i g i t a lc o n v e r t e r ，简称a d c ) 就像模拟世界和数字世 界之间的桥梁。a d c 把连续的模拟信号转化为离散的数字信号，便于其进行处 理。处理完后的数字信号通过d a c 重新恢复成模拟量，送回现实世界。作为数 字世界与模拟世界的接口，a d c 、d a c 日益显现出其重要性。图1 1 为a d c 和 d a c 在数字信号处理系统中的典型应用【l 】。 抗混叠滤波器采样保持d 幸勃廷器数字信号处理系统横换器采构滤波器 图1 1a d c 和d a c 在数字信号处理系统中的典型应用 1 1 课题的研究背景及意义 数模转换器是一种将输入的数字信号转换成模拟信号的电路或器件，它被广 泛应用在信号采集和处理、数字通信、自动检测和多媒体技术等领域。 在过去的2 0 年里，d a c 主要应用于时域上，如高分辨率的图像显示，高清 数字电视以及音频信号处理，这些主要关注d a c 的静态特性( d cl i n e a r i t y ，s e t t i n g t i m e ，g l i t c he n e r g y ) 。随着计算机技术、多媒体技术、信号处理技术、微电子技术 的不断发展，d a c 在频域上的要求也越来越高，通常的高分辨率d a c 的s f d r 已不能满足高频应用。 随着数字i c 水平的不断提高，对d a c 的速度和精度、失真等指标提出了 进一步要求，高速、高精度、低压、低功耗已成为主流趋势。图1 2 展示了d a c 速度、精度逐渐发展的过程。可以看到，采用非c m o s 工艺制作的d a c 可以达 到更高采样速率和分辨率。这要归功于这些特殊工艺( 如s i g e 工艺) 的截止频 第章引言 率较高，它的代价是功耗较大。目前主流d a c 以c m o s 工艺为主，最高采样频 率可达i g h z ，最高分辨率可达1 6 位。 1 8 1 8 1 1 2 善1 0 静 篓皇 e 4 2 o 9 l ) 3 -i c m o s 0 5 q j 0 l e9 (2 i 0 4 i 1 g a a s ， s 卜b l - ) q 3 口b i c m o s ，s i g e 8 0 污 9 30 = o宴7 埘 一 _- r- 9 1 1 21掣d妒 99 2 4 _ _ 一 - - 潍 棚 0 0 9 48 _ - l0 鼯 立tsb 0 5 8 6 1 0 1 0 0 01 0 啪 。 采样串( 衄毒) 图1 2d a c 采样频率、分辨率发展状况 为了消除数模接口电路对系统性能造成的限制，近年来，国外的一些研究机 构在数模转换器领域取得了较大的进展。美国伊利诺斯大学的a l e xr b u g e j a 设 计的1 4b i t , 10 0m s sd a c 2 和比利时l e u v e n 大学的g e e r ta m v a nd e rp l a s 设计 的1 4b i t 本征精度高速d a c 4 是代表当今国际先进水平的两个典型。a l e xr b u g e j a 的电路采用电流自校准技术，在保证良好的静态线性度的同时，又提高了 动态性能。g e c r ta m v a nd e rp l a s 则采用先进的误差平均化技术( q 2r a n d o m w 钔k ) 来实现本征精度达到1 4 位。 除此之外，其他提高d a c 性能的研究也曾出不穷。图1 3 展示了近年来一 些有代表性的d a c 动态性能随采样频率变化的示意图。表1 1 列出了这些d a c 达到的具体性能指标。 9 0 8 5 8 0 7 5 富7 0 胃 i 6 驺 5 0 4 5 4 0 、1 l b 柏os v ii1 5】口3 - - i 一、 i 、-_ 一 7 、 广一 - 一l _ 、i 、肇 1h 1 2 b 1 0 0 m j 3i；1 - 0 5 i k 、v 、r 一一 i i 母dz u u m 刁 ，罩t ，j ，i 一 、 1 2 b娩o m ，sl ：d 0i l o 采样频宰( m h z ) 图1 3 最新具有代表性的d a c 动态性能图 表1 1 四种高速、高精度d a c 主要性能指标 【3 】【5 】 【6 】 【7 】 7 + 5 7 + 5 + 45 + 4 + 5 a r c h i t e c t u r e f o r e g r o u n d 6 + 6 b a c k g r o u n d d e m c a l i b r a t i o nc a l i b r a t i o n d n l ( l s b ) 0 3 l0 5 5 i n l ( l s b ) o 4 o 60 6 5 7 0 d b 1 0 m h z9 5 d b 1 0 m h z7 0 d b 10 0 m h z7 2 d b 1 0 m h z s f d r ( d b ) 6 0 d b 6 0 m h z7 5 d b 10 0 m h z6 5 d b 2 0 0 m h z6 0 d b 10 0 m h z p r o c e s so 1 9 u m0 2 5 u mo 1 9 u mo 1 s u m a r e a ( m m 2 ) 0 4 41 3 1 51 1 3l p o w e r ( m w ) 8 24 0 02 1 69 7 u p d a t er a t e 3 2 0 m s s4 0 0 m s s4 0 0 m s s2 0 0 m s s r e s o l u t i o n1 2 b i t1 6 b i t1 2 b i t1 4 b i t 综合上面的介绍可以看出，d a c 的主要发展趋势是高分辨率、高转换速率、 低功耗、低电源电压、单片化、c m o s 型方向发展。国内d a c 的发展起步较晚， 我国在这方面的研究水平与国外相比还相差甚远，这严重限制了我国集成电路设 计尤其是系统集成方面的发展。因此，深入探讨高速d a c 设计理论和设计方法， 大力发展高速、高精度、低功耗d a c ，对满足国防、通信等关键领域有着非常 重要的意义。本文设计的1 4 b i t 、1 0 0 m s sd a 转换器，主要应用于无线通信领 域，在借鉴前人的基础上，有一定的创新。设计的芯片已通过测试验证。 3 第章引言 1 2 论文的主要工作和贡献 本论文主要研究1 4 b i t ，1 0 0 m s s 高速高精度d a 转换器的设计实现。主要 工作包括以下几个方面： 系统架构的研究。通过d a 转换器各种结构的研究和比较，确定适用于高 速高精度d a 转换器的系统架构。 d a 转换器电路设计。包括校准环路，电流源失配计算，输出模块以及输入 数字部分的设计。1 4 位精度、1 0 0 m s s 时钟频率是d a 转换器的设计目标。为 实现1 4 位精度，采用后台自校准技术，使高位电流源精度达到要求。主要解决 了校准环路稳定性、校准精度、校准周期等问题。为实现高频时的动态性能，采 用折叠输出级以及自归零技术，输出级的设计减小了输出波动对电流源的影响。 输入数字模块着重于开关控制信号的同步性问题的研究。采用了时钟负载恒定的 方法，使电流源开关控制信号对时钟的影响降到了最低。 电流源版图的设计。电流源版图设计中，为了解决由芯片制造过程中的随机 因素导致m o s 电流源失配的问题，采用积分非线性约束阵列及q 2r a n d o mw a l k 排布，减小了积分非线性。 d a 转换器的测试。转换器测试包括测试方案、p c b 设计及测试结果分析。 1 3 论文的组织安排 论文各章内容安排如下：第二章主要介绍d a 转换器的基本结构以及性能 参数，并给出适用于高速高精度d a 转换器的架构；第三章介绍了1 4 b i t ，1 0 0 m s s d a 转换器的系统结构，包括后台自校准技术的工作原理、折叠输出级以及自归 零技术；第四章是电路的具体实现，包括校准环路、电流源失配、输出级等的设 计：第五章给出了电流源版图布局方法、芯片照片和测试结果；最后是对整个论 文的总结。 4 第章d a 转换器荩本结构及什能参数 第二章d a 转换器基本结构及性能参数 在信号处理和无线通讯系统中，数模转换器( d a c ) 是一个十分关键的模块。 任意的数字信号需要通过d a c 将其转换成模拟信号。d a c 的性能限制了整个系 统的精度和工作速度【8 】【9 】。通常根据采样频率和信号频率比可将数模转换器分 为两大类g 奈奎斯特率型和过采样型。它们所适用的信号带宽范围以及可达到的 转换精度都各不相同( 图2 1 ) 【1 0 。 羞 、， 瑙 舞 l 1 0 k h zl ( 砌k j i zl m h zi o m 唯i z1 0 0 m h zl g h z 信号带宽 图2 1 数模转换器的适用范围 1 、奈奎斯特型数模转换器 对于奈奎斯特型数模转换器来说，每一个模拟输出值都有唯一的数字输入与 其对应。然而，这种类型的数模转换器很少工作在奈奎斯特频率附近。主要有两 个原因：一、当采样频率接近奈奎斯特频率时，数模转换器的动态性能会急剧下 降；二、当工作在奈奎斯特频率附近时，抗混叠滤波器的过渡带必须很窄，它的 设计成为整个电路的瓶颈。通常，奈奎斯特数模转换器的采样频率是3 2 0 倍的 输入信号频率。 2 、过采样型数模转换器 过采样型数据转换器是目前可实现转换精度最高的类型。它通过提高过采样 率以及量化噪声整形来实现有用带宽内的高信噪比要求。由于采用了过采样率， 这类转换器实际上是通过牺牲速度来换取高精度，所以它比较适用于音频、视频 等低速、高动态范围信号的处理。 第章d a 转换器荩本结构及什能参数 本篇论文主要研究的是高速、高精度数模转换器，所以我们把研究重点放在 奈奎斯特型上。 2 1d a 转换器主要转换网络 由于数模转换器中转换网络是核心，它的性能好坏直接影响转换器精度。因 此，理解各种类型转换网络优缺点，对于高速高精度数模转换器的设计起着至关 重要的作用。 目前d a 转换器实现方法主要分为三种：电压型、电流型以及电荷分配型。 下面将对每种类型进行逐一介绍。 2 1 1 电压型d a 转换器 电压型数模转换器以电压模式进行输出。通常分为电阻分压型和r 2 r 二进 制电压权重型。 ( 1 ) 电阻分压型 电阻分压型数模转换器的工作原理是g 通过等值的电阻串获得所有模拟电 压，然后输入的数字信号通过控制开关网络或译码电路选择对应的模拟电压值。 图2 2 即为该结构的工作原理图。参考电压v 硝被个阻值相同的电阻分压，每 组二进制信号选中一个模拟电压值，再通过一个缓冲器去驱动负载电阻。这种 结构具有很好的单调性。随着输入信号位数的升高，开关网络中m o s 开关和电 阻个数指数上升。不仅所需器件数量呈几何级数急剧增加，而且由于开关的增多， 寄生电阻和寄生电容也会上升，从而导黝c 延迟的增加，转换速度降低。 图2 2 电阻分压型d a c 结构图 6 第章d a 转换器荩本结构及什能参数 本篇论文主要研究的是高速、高精度数模转换器，所以我们把研究重点放在 奈奎斯特型上。 2 1d a 转换器主要转换网络 由于数模转换器中转换网络是核心，它的性能好坏直接影响转换器精度。因 此，理解各种类型转换网络优缺点，对于高速高精度数模转换器的设计起着至关 重要的作用。 目前d a 转换器实现方法主要分为三种：电压型、电流型以及电荷分配型。 下面将对每种类型进行逐一介绍。 2 1 1 电压型d a 转换器 电压型数模转换器以电压模式进行输出。通常分为电阻分压型和r 2 r 二进 制电压权重型。 ( 1 ) 电阻分压型 电阻分压型数模转换器的工作原理是g 通过等值的电阻串获得所有模拟电 压，然后输入的数字信号通过控制开关网络或译码电路选择对应的模拟电压值。 图2 2 即为该结构的工作原理图。参考电压v 硝被个阻值相同的电阻分压，每 组二进制信号选中一个模拟电压值，再通过一个缓冲器去驱动负载电阻。这种 结构具有很好的单调性。随着输入信号位数的升高，开关网络中m o s 开关和电 阻个数指数上升。不仅所需器件数量呈几何级数急剧增加，而且由于开关的增多， 寄生电阻和寄生电容也会上升，从而导黝c 延迟的增加，转换速度降低。 图2 2 电阻分压型d a c 结构图 6 第章d a 转换器荩本结构及什能参数 本篇论文主要研究的是高速、高精度数模转换器，所以我们把研究重点放在 奈奎斯特型上。 2 1d a 转换器主要转换网络 由于数模转换器中转换网络是核心，它的性能好坏直接影响转换器精度。因 此，理解各种类型转换网络优缺点，对于高速高精度数模转换器的设计起着至关 重要的作用。 目前d a 转换器实现方法主要分为三种：电压型、电流型以及电荷分配型。 下面将对每种类型进行逐一介绍。 2 1 1 电压型d a 转换器 电压型数模转换器以电压模式进行输出。通常分为电阻分压型和r 2 r 二进 制电压权重型。 ( 1 ) 电阻分压型 电阻分压型数模转换器的工作原理是g 通过等值的电阻串获得所有模拟电 压，然后输入的数字信号通过控制开关网络或译码电路选择对应的模拟电压值。 图2 2 即为该结构的工作原理图。参考电压v 硝被个阻值相同的电阻分压，每 组二进制信号选中一个模拟电压值，再通过一个缓冲器去驱动负载电阻。这种 结构具有很好的单调性。随着输入信号位数的升高，开关网络中m o s 开关和电 阻个数指数上升。不仅所需器件数量呈几何级数急剧增加，而且由于开关的增多， 寄生电阻和寄生电容也会上升，从而导黝c 延迟的增加，转换速度降低。 图2 2 电阻分压型d a c 结构图 6 第章d a 转换器纂木结构及忭能参数 ( 2 ) r 2 r 二进制电压权重型 图2 3 为r 2 r 二进制电压权重型d a c 的结构原理图。该结构以电压叠加形 成最终的输出电压。从每个节点向左看的阻值都为2 r 。与电阻分压型相比，它 的数字输入码无需经过译码，结构更简单。根据戴维南等效定理可以得到总的输 出电压为： = 笋( 2 。1 d 一。+ 2 。2 d 一：+ + 2d i + d o ) ( 2 1 ) 二 由于整个电路中只有两种电阻值，且2 r 的电阻可以用两个r 电阻串联，电 阻的相对误差可以控制的很小，从而达到更高的匹配精度。 2 r2 r 图2 3r - 2 r 二进制电压权重型d a c 2 1 2 电荷分配型d a 转换器 v o u t 图2 4 是电荷分配型数模转换器结构图。图中q l 和q 2 是两相非交叠时钟。 开关b 由输入信号控制。在q l 为高电平期间输入电容在开关b 的控制下预充电， 反馈电容2 n c 预放电。c 2 的作用是使输出保持不变。当q 2 为高电平时输入电容 上的电荷进行再分配，得到与输入二进制码相对应的输出电压。 1 6 c q l q l v r c f 图2 4 电荷分配型数模转换器结构图 7 第章d a 转换器旗本结构及忭能参数 这种转换将电阻网络改成电容网络，由于转换网络没有静态电流，功耗较低。 在版图设计时整数倍的电容是通过单位电容并联得到的，各电容能较好匹配。在 当今c m o s 工艺中电容的匹配精度比电阻高，因此这种结构理论上可以实现更 高精度。 然而由于其性能受电容匹配度的影响，大电容需要由标准小电容并联构成， 电路面积随所需电容的增大而变大，从而限制d a c 精度，一般只能达到1 0 位。 同时，电荷型d a c 对寄生电容较为敏感，需要两相非交叠时钟，增加了电路设 计的复杂度。 2 1 3 电流型d a 转换器 ( 1 ) r 2 r 二进制电流权重型 图2 5 为r - 2 r 二进制电流权重型d a 转换器结构图。该结构与电压式r - 2 r 权重型的不同之处在于，在结构是以权电流叠加，再通过电流电压转化得到最 终输出。由于从任何一个2 r 电阻左端看到的阻值均为2 r ，使得电流从最右边的 垂直2 r 流向最左边的2 r 时，每经过一个2 r 电阻，电流均减小一半。因此，总 输出电压表达式为： y & 厅= 一r f 肌= 一t c f v 艇f ( 2 - 1 d k i + 2 n - 2 p 一2 + + 2 q + 岛) ( 2 2 ) 二 这种结构的数模转换器阻值变化范围小，工作速度快。但可能会产生非单调性。 莳：莉1 桫 v o u t 图2 5r - 2 r 二进制电流权重型d a 转换器结构图 ( 2 ) 电流驱动型 电流驱动型d a 转换器是c m o s 高速d a c 普遍采用的一种结构。它的工作原 理如图2 6 所示。输入的数字信号x i = ( b i , b 2 ，b n ) 对电流源开关进行控制，电流 源的电流通过开关切换到负载电阻上，实现累加。由于它不需要缓冲器就可以通 过电流直接驱动负载，因此输出建立速度非常快，适用于高速的d a 转换电路。 输出电流的表达式为： 8 第章d a 转换器荩本结构及忭能参数 k = 6 f x 2 卜1 1 = 1 其中，b 为单位电流源的电流。 ( 2 3 ) 图2 6 电流驱动型d a 转换器工作原理 由于电流驱动型d a 转换器以电流形式输出，几乎所有功耗均用于输出， 因此能耗比较高。同时，该结构的d a c 可集成于标准数字工艺，内部结构较为 紧凑，使得芯片面积大大减小，从而降低了梯度误差的影响。如今，电流驱动型 已成为高速高精度数模转换器的首选结构。本次论文研究的重点就是电流驱动型 数模转换器。 2 2d i a 转换器的结构 根据电路的复杂度，开关的控制方法以及电流源权重等方面，电流驱动型 d a 转换器的结构有很多种。通常可分为三种：二进制权重结构，温度计译码结 构，以及分段式温度计译码结构。下面将对三种结构进行逐一介绍。 2 2 1 二进制权重结构 二进制权重结构的d a 转换器的基本思想如图2 6 所示。每个开关控制一个 电流源，每两个相邻电流源的电流呈现两倍关系。数字输入码直接控制开关。这 种结构由于不需要数字译码，简化了数字电路部分的设计，同时减小了j 笛片面积。 但是，由于电流源之间成倍数关系，相互匹配性不使很好，会引入较大的微分非 线性( d n l ) 和动态误差。特别在中间码值切换时，权重为2 n 1 的电流源从关闭 到开启，剩余的n 1 个电流源从开启到关闭，这种情况更为明显。并且，由于开 9 第章d a 转换器荩本结构及忭能参数 k = 6 f x 2 卜1 1 = 1 其中，b 为单位电流源的电流。 ( 2 3 ) 图2 6 电流驱动型d a 转换器工作原理 由于电流驱动型d a 转换器以电流形式输出，几乎所有功耗均用于输出， 因此能耗比较高。同时，该结构的d a c 可集成于标准数字工艺，内部结构较为 紧凑，使得芯片面积大大减小，从而降低了梯度误差的影响。如今，电流驱动型 已成为高速高精度数模转换器的首选结构。本次论文研究的重点就是电流驱动型 数模转换器。 2 2d i a 转换器的结构 根据电路的复杂度，开关的控制方法以及电流源权重等方面，电流驱动型 d a 转换器的结构有很多种。通常可分为三种：二进制权重结构，温度计译码结 构，以及分段式温度计译码结构。下面将对三种结构进行逐一介绍。 2 2 1 二进制权重结构 二进制权重结构的d a 转换器的基本思想如图2 6 所示。每个开关控制一个 电流源，每两个相邻电流源的电流呈现两倍关系。数字输入码直接控制开关。这 种结构由于不需要数字译码，简化了数字电路部分的设计，同时减小了j 笛片面积。 但是，由于电流源之间成倍数关系，相互匹配性不使很好，会引入较大的微分非 线性( d n l ) 和动态误差。特别在中间码值切换时，权重为2 n 1 的电流源从关闭 到开启，剩余的n 1 个电流源从开启到关闭，这种情况更为明显。并且，由于开 9 第_ 章d a 转换器艰本结构及性能参数 关控制信号时序上的不同步，会使码值在切换时引入很大的毛刺，极大地影响了 动态性能。 2 2 2 温度计译码结构 与二进制权重结构不同，温度计译码结构的每个电流源的权重都是一个单位 电流源( l s b ) ，并且这些电流源的地址是独立的。输入的数字信号并不直接控 制开关，如图2 7 所示。先将数字信号( b n 1 ，b n 2 b l ，b o ) 转换成温度计码 ( t 2 n - l t 2 n - 2 t l ，t o ) ，然后由这些温度计码控制开关。 1 3 n 1b n - 2 b o 图2 7 温度计译码结构 这种结构具有很好的微分非线性和很小的动态误差，大幅降低了开关切换瞬 间引入的毛刺。但译码电路较复杂，对面积和功耗的要求也很大。特别当分辨率 接近或大于1 0 位时【l l 】，温度计译码电路的复杂度和要求的芯片面积呈指数递 增。 2 2 3 分段式译码结构 出于对性能和电路复杂度的折中，通常采用分段式译码结构【l l 】，如图2 8 所示。这种结构将d a 转换器分成两部分。低n b 位的电流源用二进制权重结构实 现，高n t 位的电流源由温度计译码结构实现。这种结构能够在适当的面积和电路 复杂度上实现良好的静态性能和动态性能。 l o 第_ 章d a 转换器苁本结构及竹能参数 2 3 性能参数 b h 町i n i m ：f r o m1t o b 图2 8 分段式译码结构 以上的章节，我们主要讨论了不同结构的d a 转换器。这些d a c 均假设成 理想的。即不考虑晶体管之间的失配，所有的电流源都相同，不考虑寄生电阻和 电容，并且建立时间无限短。但实际的d a 转换器的性能会受到温度和工艺变 化，电流源节点的寄生以及有限的输出阻抗等的影响【1 2 】【1 3 】。这些因素会使d a 转换器的输出产生误差，导致性能的降低。 评定d a 转换器性能的参数指标可分为静态性能和动态性能【1 4 】【1 5 】。 静态性能是指转换器工作在直流或低频下的性能。主要由最终输出的模拟电 压值决定。d a 转换器的静态误差表现为实际传输特性与理想传输特性之间的差 异。因为静态性能描述的是己建立的电压值，所以同转换器瞬态特性没有关系。 静态性能参数的评定通常又可分为微分非线性( d n l ) ，积分非线性( i n l ) 。 动态性能研究的是两个状态之间转换时的性能。通常不仅受静态因素的影 响，而且还同输入数字码有关。在时域里，d a 转换器的性能通过建立时间、毛 刺脉冲、失真等来描述。在频域分析里，无杂散动态范围( s f d r ) 、信噪比( s n r ) 、 总谐波失真( t h d ) 等是衡量转换器性能的重要参数。 第_ 章d a 转换器荜本结构及竹能参数 2 3 1 静态性能参数 ( 1 ) 量化噪声 所谓量化噪声，是奈奎斯特型a d 转换器的一种与生俱来的噪声。对于d a 转换器而言，它的输入码与输出的模拟值是一一对应的，并不包含量化噪声。即 使这样，同样可以将d a 转换器的输出同理想的模拟信号进行比较，如图2 9 所 示。假设输入信号是逐渐增大的，图2 9 中的虚线是理想的模拟输出，实线为实 际输出，成台阶状。 o 1 2 012345678 输入值 输入 图2 9 量化噪声 实际的输出波形可表达为： 2 s , 一l x o ( o = 置( 七) s , ( t - k t ) 0 t 2 t ( 2 4 ) 其中，s k 0 是矩形脉冲函数： = 长 0 ，t 其他 理想的模拟输出为： ( ，) = 号 o f 2 丁 将两个信号相减，可得到量化噪声信号x 口( f ) ： ( f ) = ( f ) 一x o ( t ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) 量化噪声的均方根( r m s ) 为： 枷垆融，加 t ，2 = 箍 亿8 ， 1 2 第_ 章d a 转换器荜本结构及竹能参数 2 3 1 静态性能参数 ( 1 ) 量化噪声 所谓量化噪声，是奈奎斯特型a d 转换器的一种与生俱来的噪声。对于d a 转换器而言，它的输入码与输出的模拟值是一一对应的，并不包含量化噪声。即 使这样，同样可以将d a 转换器的输出同理想的模拟信号进行比较，如图2 9 所 示。假设输入信号是逐渐增大的，图2 9 中的虚线是理想的模拟输出，实线为实 际输出，成台阶状。 o 1 2 012345678 输入值 输入 图2 9 量化噪声 实际的输出波形可表达为： 2 s , 一l x o ( o = 置( 七) s , ( t - k t ) 0 纬l ，那么哆：= ( 1 + 4 岛：r o ：) 口锄，该结构的零 点为吃= ( 1 + , 4 0 ：r o ：) 捌。零极点均在左半平面，而且次极点与零点位置相等， 所以该极零点相消。 只要增益自举o t a 呈现单极点特性，那么整个增益自举结构对环路呈现单 极点特性，不会对环路的稳定性产生影响，实际的仿真结果是引入增益自举后环 路的相位裕度比没有增益自举时仅小2 度左右。 除了保持电容处的主极点外，环路还有一些次主极点。 口 在源跟随器的输出端( 图4 1 的b 端) 有一个极点0 9 = 吾等。c + q 的 乙g s 十乙口 值比较小，只要适当注意跟随器跨导脚的设定就可以将该极点推至较远处。 该极点对环路的影响几乎可以忽略。同样在c 点处的极点0 9 = 睾也是一个高频 t 极点，对环路几乎没有影响。综上整个环路除主极点外都是高频极点，环路有很 好的相位裕度。 4 1 2 校准精度问题 由于电流源i r e f l 和i r e r 2 是通过电流镜产生，具有一定的非理想性，有限的输 出阻抗使它们的电流大小随校准输出电压v o 。的变化而变化会对精度产生影响， 如图4 2 所示。由于i m s b = i r e f i - | r e f 2 ，所以a i m s b = a v 。l k 。t ，其中氏。t 为增益自举 电路的输出阻抗。由于m l 管的漏极电位为0 3 v ，因此m 1 管处于刚刚饱和的状态。 它的输出阻抗r o l 很小，只有l l i m 。所以必须引入增益自举技术以提高共源共栅 管m 2 、m l 的输出阻抗。 引入增益自举后，总的输出阻抗为： 3 2 第p 1 9 市 1 4 b i t ，1 0 0 m s sd a c 的电路设计 r ：! 垒! ! 生堡罂! 缨业( 4 5 ) 1 埘 乞i + 乞2 + 2 ( 1 + 彳( s ) ) 乞l 乞2 + v 一7 其中，r 0 3 为i r e f 2 的输出阻抗。由于增益自举o t a 的增益a o 在4 0 d b ( 即1 0 0 倍) 以上，所以输出阻抗可以近似认为r o u t t 0 3 。在本次设计中r 0 3 为3 2 m f t 。校 准输出电压最多变化v o 眦= 0 3 v 。根据a i m s b = a v 。汛。t 得到校准时m s b 电流的最 大偏差为i m s b = 0 0 1i t a 。 仿真结果显示误差要比理论计算小。校准电路有限输出阻抗对校准精度有一 定影响。经过增益自举，校准电路输出阻抗大大增加，其对校准精度的影响得以 基本消除。 4 1 3 保持电容c h o l d 的选取 当一路电流源校准完成后，校准开关断开，一部分沟道电荷会转移到保持电 容上，使调整管栅极电压发生变化。保持电容越大，这种影响越小。为了减小芯 片面积，在满足精度要求下，保持电容应越小越好。 由于m o s 管匹配特性可用正态分布描述，每路m s b 电流源上的保持电容 的校准电压也成正态分布。又由于开关沟道电荷量与保持电容上的电压成线性关 系，即： 纵= 耽巳( 一) ( 4 6 ) 因此开关沟道注入的电荷对电流源的影响也成正态分布o 只要通过电流源成品率 计算公式得到电流源标准差o m s b ，即可求出对应的保持电容值。 m s b 采用单位电流源阵列，温度计编码控制。设x 为输入的温度计码，氏2 为 x 个m s b 电流源所积累的误差方差。由4 2 中的计算公式可得这x 个电流源的积累 误差为： 一2 z = 丝望x ( 朋一x ) ( 4 7 ) ，玎 从而得到x 个高位电流源和的分布函数和i n l 合格率： 似旧咖去唧( _ 嚼 删刈x 届7 + l ，j i l 2 l 。脚i , s b 瓦! 唧( - 哮卜 删2 乜瓦唧l - 管p 其中，随机变躺喝怕+ 峨。 本次设计中，每个高位电流源电流为5 0 0 t t a 。共有3 2 个电流源， 可得d a 转换器最低位电流t 脚= 乏笋= 璺等笋= o 9 7 6 5 6 2 5 比彳。 ( 4 8 ) ( 4 9 ) i l p m = 3 2 。 将m = 3 2 ， 第四章 1 4 b i t ，1 0 0 m s sd a c 的电路改计 i = 5 0 0 u a ，厶脚= 0 9 7 6 5 6 2 5 u a 代入公式4 7 4 9 ，用m a t i a b 进行计算得到合格率 与g m s b 的关系图( 图4 3 ) 。 y i d dv ss t a n d a r dd e i a t i o n 图4 3 小儿合格率与g m s b 的关系 从图4 3 观察可得当o m s b o 0 4 1 x a 时，合格率较快下降。由于仅考虑了高位 电流源偏差对i n l 合格率的影响，忽略了u l s b 和l l s b 电流源的偏差，因此取 g m s b = o 0 3 i _ t a 作为保守值。 图4 4 为沟道电荷注入现象。当开关管开启时沟道内存有的电荷q a , 。当开关 关闭时沟道内的电荷会流向源端和漏端。如果开关管两端情况完全对称那么可以 假设有一半的电荷流向保持电容。因此在本设计中引入了一个尺寸为开关管一半 的d u m m y 管。当开关管关断时d u m m y 管打开，吸收流向保持电容的那部分沟道 电荷。因此从某种程度上可以忽略沟道电荷对校准精度的影响。但是由于这里开 关管的两端电路并不对称，因此有一半沟道电荷流向保持电容的假设并不成立。 e l m e k p - 厂 l v v 晰 图4 4 沟道电荷注入 为了确保1 4 位校准精度，假设引入哑元管后仍有一部分电荷注入到保持电 容上。设注入的电荷q 咖，= k w l c (一) ，其中k 为注入比( 即注入电荷占 总沟道电荷的比例) ，假定k = 0 2 5 。则该注入电荷在保持电容c h o l d 上引起的电压 第p r q 章1 4 b i t 1 0 0 m s sd a c 的电路设计 的变化为： ：k w l c o x i ( v g s - 一v , ) ( 4 10 ) = _ 一 ( 4 h o l d 该电压通过源跟随器接到调整管栅极，通过改变栅极电压来改变m s b 的电流。 因此该电压变化引起的m s b 电流误差为： i 沾t w2g mc d查坠刍! 坚二鱼! 鱼；坐 c 哪d g m 硒h 。+ g i i b 细u m ( 4 1 1 ) 其中g 埘耐为调整管的跨导，g