（微电子学与固体电子学专业论文）高精度低功耗基准电路的设计及应用.pdf

摘要 近年来由于集成工艺水平的提高，电路设计技术的不断改进，模拟集成电 路的设计得到较大的进展，同时对电路的性能提出新的挑战。目前随着便携式 电子系统的普遍应用，对模拟集成电路的功耗也有了更高的要求。模拟电路主 要包括线性集成电路( 运算放大器等) 和非线性集成电路( 电压比较器、振荡器 等) 。其中基准源电路是必不可少的基本单元，而且其精度及稳定性对系统有较 大的影响。此外，基准源电路在数模混合集成电路也经常用到e 电压基准电路作为模拟电路的基本单元，本文从低功耗、高精度的角度对 其进行电路层次的设计和优化。首先对偏置电流电路进行了总结并设计了适合 提供几十纳到几百纳安的电流偏置电路，该电路的不足之处在于输出电流的温 度系数较大。此后，根据功耗和精度的要求，设计了一种带隙基准源该电路 的输出电压可根据电阻的大小来确定，突破了典型带隙基准源输出电压为固定 值的局限性而且该电路输出电压有较高的精度和稳定性。本设计采用u m c 0 6 m 标准c m o s 工艺( = o 9 2 9 v ，= 珈8 9 6 v ) ，根据模拟结果，当 v 为2 v 时，电路f l p 可i e 常工作，输出电压对v 的变化小于o 3 m v v ，温度 系数约为9 5 7 p p m 。c ( - 4 0 c t 8 5 c ) ，消耗的电流约为1 3 j d ，论文对电路的噪 声进行了分析讨论，给出了基准电压转换成基准电流的方法。最后，讨论了基 准源作为电压调整器的具体应用，模拟得出其带载情况下的特性。 关键词：偏置电路带隙基准源温度补偿电压调整器 东南大学工学硕_ 上学位论文 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fs e m i c o n d u c t o r p r o c e s sa n dc i r c u i t sd e s i g nm e t h o d o l o g y a n a l o gi n t e g r a t e dc i r c u i ti m p r o v e dg r e a t l yi nr e c e n ty e a r s ，t h e r ei sac h a l l e n g et ot h e p e r f o r m a n c eo f c i r c u i t s a l s ow i t ht h ep o p u l a ru s eo fe l e c t r o n i cs y s t e mp o w e r e db y b a t t e r y ，l o wp o w e rs y s t e mb e c o m e sm o r ei m p o r t a n t a n a l o gi ci n c l u d e sl i n e a ra n d n o n l i n e a rc i r c u i t s f o r e x a m p l e ，a m p l i f i e r ，c o m p a r a t o r a n do s c i l l a t o r r e f e r e n c e c i r c u i t si sab u i l d i n gb l o c kw h i c hi sa b s o l u t e l yn e c e s s a r i l yi na n a l o gi ca n dd i g i t a l a n a l o gi c ，a n di t sp r e c i s i o n h a sm o r ee f f e c t so nt h ew h o l e s y s t e m a sab a s i cb l o c ki na n a l o gc i r c u i t ，v o l t a g er e f e r e n c ei sd e s i g n e da n do p t i m i z e di n t h i s p a p e rf r o ml o wp o w e ra n dh i g hp r e c i s i o n f i r s t ，t h ec u r r e n tb i a s c i r c u i t sa r e s u m m a r i z e da n dan e wb i a sc i r c u i tw h i c ho u t p u tc u r r e n ti sl o w , f r o ms e v e r a ld o z e n s n at os e v e r a lh u n d r e d sn ai sd e s i g n e d s e c o n d ，a b a n d g a pr e f e r e n c ei sd e s i g n e d t h e c i r c u i th a sh i g hp r e c i s i o na n dl o wp o w e r ，a n di t sc o n s t a n to u t p u tv o l t a g ec a nb e c o n f i g u r e d t h ec i r c u i th a sa l la d v a n t a g eo v e rc l a s s i cb a n d g a pw i t haf i x e ds t a b l e o u t p u tv a l u e ab a n d g a p r e f e r e n c ew a s i m p l e m e n t e di nu m c o 6 u ms t a n d a r dc m o s p r o c e s s ( = 0 9 2 9 v ，= 一0 8 9 6 v ) a c c o r d i n g t os i m u l a t i o n r e s u l t ，t h e v a r i a t i o no ft h eo u t p u tv o l t a g eo v e rt e m p e r a t u r e ( 一4 0 。c t 0 ，在沟道 内产生横向电位梯度，因此形成漏源电流，而且当。增加时，电流易也随之 增加，只要_ 。 1 。与呈线性变化关系，此时源区和漏区之间感应出 的沟道就相当于一个线性电阻。所以，在实际电路设计和应用中，电阻可以用 m o s 工作在该线性区来替代。其伏安特性方程如下： l = 所( 一) 一妻略 ( 2 1 3 ) 其中，夕：善坩巳 2 1 饱和区 当继续增加到p ，d 。 y 舀 b ，时，漏极沟道夹断丽消失，y 品增加的 电压基本上加在沟道厚度为零的耗尽区上，由于沟道两端电压基本不变，所以 漏电流不再随，增加而达到饱和值。但p 淼的变化将影响饱和电流值的大小。 该区是m o s 管的主要工作区域。其伏安特性方程如下： 乇：嬖( 一) z( 2 1 4 ) 3 ) 雪崩击穿区 当。增加到等于漏源击穿电压丑。时，反向偏置的漏一衬p n 结因雪崩倍 增而被击穿，k 将随s 的增加而急剧增加，此时漏电流不经过沟道，而直接 由漏极流入衬底。所以在电路设计时，应避免m o s 管工作在雪崩区。 4 ) 亚阈值区 对增强型n m o s 来讲，当0 巧时，半导体处于弱反型状态，沟道内 的导电电子很少，因丽漏电流很小，这时的沟道漏电流也称为“亚闽值”电 流。此时，电流与电压不再满足平方关系，而是呈指数关系。由于器件工作在 7 东南大学工学硕士学位论文 该区域时，工作电流很小，有利于进行低功耗的设计。本文将在下一节具体介 绍弱反型模型。 2 f 3 2 、m o s f e t 的温度特性 由以上m o s f e t 的伏安特性方程可看出，器件的电特性由和阈值电压决 定，中与温度有关的是沟道载流子的迁移率，因此m o s 器件的温度特性主 要由迁移率和闽值电压的温度特性共同决定。 1 、阈值电压的温度特性 在m o s 结构中，为了使半导体表面出现强反型，从而形成导电沟道所需加 的栅源电压称为闽值电压，用巧表示。所谓强反型是指表面积累的少子浓度等 于甚至超过多数载流子浓度的状态，即能带弯曲至表面势等于两倍费米势的状 态，若用表示表面势，表示费米势，则 k 2 ：2 ( e i - e f )( 2 1 5 ) q 对于理想的m o s 结构，在外加栅压为零时，能带处于平直状态，施加栅压 后。能带发生弯曲，半导体的表面势完全产生于外加栅极电压，即： = + k ( 2 1 6 ) 式中，以，代表栅氧化层上的压降，这表明，外加栅压的一部分降落在栅氧化层 上，从而在m o s 结构中产生感应电荷：而另一部分则降落在半导体表面上，使 表面能带弯曲，产生表面势，以提供相应的感应电荷。根据以上分析，可得理 想m o s 机构的阈值电压为： _ ：+ 2 v , ：一粤竖+ 2 v b ( 2 1 7 ) o 靠 q e m “为表面耗尽层中单位面积上的电荷密度最大值，c 0 为栅氧化层的单 位面积电容。 但是在实际m o s 结构中存在表面态电荷密度q 。，金属一半导体功函数差 。因此，在栅压为零时，由于瓯和的作用，表面能带已经发生弯曲， 为了使能带恢复到平直状态，必须在栅极上施加一定的栅压，使能带恢复到平 直状态所需加的栅压称为平带电压，可得： 塑三兰堕堑堕堡堕堑堡生堡笙苎型 = 一心，一丝c o x 因此，可得实际m o s 结构的阈值电压表达式如下 ( 2 1 8 ) = + 吃+ 2 一半+ 2 叱 ( 2 1 9 ) 当忽田吾表回态电荷密度q s s 随温厦的变化时，将上式对温度t 求导可得闽 值电压随温度的变化关系如下： 盟一丝+d(2)+一d百qbmaxdt d td td t c ( 2 2 0 )p 式中 等= 嘉c 鉴产，= 鲁弓c z + 每+ e 一剐一，“鲁 c z ， 旦(导)2巧1堕筹诺进鲁=ildt c 焘盟d t ( 2 z ：)、。巳2 一 刀 c d ；2 一， 将( 2 2 1 ) 和( 2 - 2 2 ) 式代入( 2 2 0 1 式，可将阈值电压随温度的变化关系简化为 盟：d v b ( i + ，1 粤等) (2)dtd t 巳2 一7 7 可见阈值电压的温度系数与冬同号。对于n 型硅，费米势 口 ：等i n 丝蚴) gn 。 i 而d 刀v b = 旦d t ( 坚q1 n 丝n i ) 2 詈l n 等 k g t 训d ( 1 n 等) ( 2 - 2 5 ) 将n ，2 = k t “2 p 丽代入上式可得 因此 嘉n 等= 一嘉呱岳，= 一三；一嘉 c z 舶， 鲁= ；c 一争* 一如吲 眨z ， 9 东南大学工学硕士学位论文 由于在m o s f e t 的沟道掺杂范围内v b 始终小于生2 q ，即 。6 。因此， 在n 型硅中，鲁 4 u t 或5 u t 时，由式2 3 1 得： 小l 警e x p ( 等n ) ( 2 3 5 ) lu t 由式2 3 2 得： 枷如警e x p ( 墅名) ( 2 3 6 ) 可认为在弱反型区的饱和电压为 = 5 u ， ( 2 - 3 7 ) 在常温下约为1 3 0 m v ，因此弱反型m o s f e t 在低电压低功耗设计中非常 具有吸引力。 东南大学工学硕士学位论文 2 4 2 、弱反型m o s 管的特征参数 l 、输出电阻 考虑沟道长度效应的传统方法是在漏电流方程后乘上( 1 + v d s v a ) ，因此 小厶知( 等) ( 1 + 铮 ( 2 s s ) v n 为弱反型区的欧拉电压。 因此弱反型区m o s 管的输出电阻为 。2 鲁 亿，9 ， 2 、跨导g m 由弱反型m o s 管的漏电流方程，很容易导出其跨导为 g 。2 彘 ( 2 4 0 ) 3 、体跨导g m b 体跨导的定义为 ；急 亿4 ， 通常g 。b 被表示成g 。的一部分，即 对于v s b 很小时 在弱反型区有 g ，6 = r ( 2 4 2 ) 叩2 币南i 4 半 g m 6 = 刁g 。 由于茁随着v s b 增大而增大，一个较为合理的取值为 g 。6 = r g 。o 2 9 。 1 2 f 2 4 3 ) ( 2 4 4 ) ( 2 4 5 ) 第二章高精度低功耗设计理论基础 2 4 3 、弱反型m o s 管器件的噪声 如下图所示，弱反型区的m o s 管在低频下的噪声可由两个独立的噪声源来 表示，连接在漏和源之间的噪声电流代表沟道中的白噪声，与栅相连的噪声电 压源代表与s i - - s i 0 2 有关的闪烁噪声( 1 f 噪声) 。 磊 v 噪声 s 图2 1 低频下m o s 管噪声模型 1 、白噪声 在所关心的频带内噪声谱是平的噪声称为白噪声。弱反型m o s 管的白噪声 主要有热噪声和散射噪声组成，热噪声是由导体中电子的热运动引起的，不受 直流电流影响，而散射噪声与直流电流直接相关。文献【5 1 将热噪声和散射噪声 统一到了一个表达式内，在给定带宽v 内，其值为 i = 2 州l + e x p ( 一篆心 ( 2 4 6 ) 其中 小：协心- 等u r 2 e x p ( _ 惫) e x p ( 警) 为弱反型m o s f e t 在给定栅压下的饱和电流。当v d s s u , r 时， 渐消失，( 2 4 6 ) 式可简化为 焉= 2 9 l 。f 蟛 由于m o s 管工作于弱反型区时的跨导为 岛2 格 所以其等效输入热噪声为 再。掣， ( 2 4 7 ) 散射噪声逐 f 2 4 8 ) ( 2 4 9 ) ( 2 s o ) 东南大学工学硕士学位论文 2 、1 f 噪声 除了热噪声和散射噪声外，m o s f e t 还强烈的受到低频1 f 噪声的影响。 文献【6 峙旨出，n m o s 的1 ，f 噪声主要由载流子密度的涨落引起，而p m o s 的1 f 噪声主要由迁移率的涨落引起。对于l f 噪声，许多理论给出了不同的表达式， 但所有这些理论都认同下面的事实：l f 噪声与频率和栅面积成反比。同时，文 献【6 1 以大量的实验证明p m o s 的1 f 噪声还与所加的栅压有关。根据文献 4 1 ， 6 1 ， 可以将弱反型n m o s 的输入等效1 f 噪声表示为 瓦= 4 k t b ( 2 5 1 ) 而弱反型p m o s 的输入等效1 f 噪声可表示为 而= 4 k t 南( 一v t , , ) a f ( 2 5 2 ) ( 2 5 1 ) 式和( 2 ，5 2 ) 式中，f 为频率，k 为玻尔兹曼常数，p 。和p 。为与工艺有 关的参数。通常，p 。比p ( s 一) 小，因此，对于1 f 噪声而言，p m o s 比 n m o s 小的多。 总结上述分析可知，m o s 管等效输入热噪声与其饱和电流成反比( 也即于 偏置电流成反比) ，而其1 f 噪声随m o s 管栅面积的增大而减小。 2 5 、b j t m o s 工作区域的设定 偏置电路设计的实质就是如何使b j t m o s 管工作在设定的有效工作区域 内，对于双极型晶体管，按照其输出电流随输出电压的变化关系，输出特性分 为三个区域： 1 、线性放大区，发射结正偏，集电结反偏 2 、饱和区，发射结和集电结都正偏 3 、截止区，发射结和集电结都反偏 在双极模拟电路中，通常要求晶体管工作在线性放大区，为了使每个器件 都能正常工作，则需要设立合适的静态工作点，即提供给电路合适的电压或电 流，才能保证电路正常工作。 对于m o s 管，其工作区域主要有线性区( 可变电阻区) 、饱和区和亚阈值 区，根据m o s 管在模拟电路中的功能不同，其工作区域的设定显得尤为重要。 第二章高精度低功耗设计理论基础 通常情况下，如恒流源电路等，m o s 管工作在饱和区；在个别情况下，m o s 管工作在线性区，主要当作电阻使用，特别是大电阻，其明显的优点是占用较 小的版图面积，而且相对来讲，比电阻的工艺漂移小；此外，对于m o s 工作在 亚阂值区的情况，虽然应用的地方不是特别广泛，但在功耗要求特别低的情 况，是能解决实际问题的。另外，由于m o s 亚闽值区的伏安特性类似于双极晶 体管在线性放大区的伏安特性，所有在有些情况下，可以m o s 管来代替实现类 似双极晶体管所能实现的功能。 通过前面所讨论的晶体管工作原理，对m o s 管工作区域的设定应满足以下 要求： 1 、若要求m o s 管工作在饱和区，理论上要保证 及一巧； 2 、若要求m o s 管工作在线性区，要保证 诈及o 一； 3 、若要求m o s 工作在亚阈值区，则栅压的范围要保证0 v g s v t h 一1 0 0 m v ，为中等反型： c ) 当v g s 1 0 1 s ，为强反型： b ) 当l o i s i d o i i s ，为中等反型； c ) 当i d 。( 。则该电路的缺点是输出电流随电源电压 变化。 输出电流对电源电压的灵敏度为： s 留= 冬o u ? 篑c c ( 3 ， jur 当 e ( 。) 时，s 拶“1 。 同理，对m o s 基a k o a n n ，如 ，则s 兽“1 a 对于由m l 和m 2 组成的基本电流镜，若考虑沟道调制效应，有： b w = 器，一1 + 2 v o s 2 l + 2 v 。s j k( 3 8 ) 幻”一而锄 p 。0 该式说明，若两个晶体管的尺寸比例完全相同，其源漏电压的不同会使其 电流增益不是理想值1 ，对于给定的源漏电压，当旯减小，即输出电阻变大， 输出电流和基准电流的比值得到改善。 通过以上的分析可知，基本电流源的输出电流受电源电压影响很大，所以 在要求对电压敏感性低的电路中，不宜采用这种结构。此外，由式3 6 可知， 若要求输出电流为几几十卅级，则电阻为几十几百k f 2 ，这将占用较大的 芯片面积，提高了成本。所以，在要求偏置电流较小的电路中也不宜采用这种 结构。 第三章电流偏置电路的设计 为了进一步提高电流镜的输出阻抗，稳定输出电流，可以采用如下图所示 的c a s c o d e 结构【8 ： 】i o v t = i c 2 q ( a )( b ) 图3 , 2c a s c o d e 电流镜( a ) b i p o l a r ( b ) m o s m 根据交流小信号模型，可求得输出电阻为： 对于( a ) 图b i p o l a r 电流镜：r dz 风2 根据该图可求得输出电流为： k ”篇) ( 3 9 ) 对于( b ) 图：r d = 2 【1 + ( g 。2 + g , b 2 ) t 0 1 】+ 1 输出电阻比基本电流镜约大g 。：倍。 通过以上分析，可知采用c a s c o d e 电流镜可以减小电流的增益误差，使输 出电流的稳定性得以提高。除了采用c a s c o d e 电流镜外，也可以通过利用 w i l s o n 电流镜达到同样的效果，其电路结构【8 】如下图所示： 1 9 东南大学工学硕士学位论文 ji o u t = i c 2 q 2 fi e 2 q t ( 矗)( b ) 图3 3w i l s o n 电流镜( a ) b i p o l a r ( b ) m o s 采用c a s c o d e 电流镜和w i l s o n 电流镜可以提高输出电流的稳定性，但是要 求有较高的工作电压，所以应根据具体情况选择合适的电流镜。 为了得到能提供较小偏置电流的电路，需要对电路结构进行改进，下一节 所介绍的w i d l a r 电流源就是在基本电流源的结构基础上经改动所得，它较适合 提供较小的输出电流。 3 2 、w i d l a r 电流源 用b i p o l a r 和m o s 实现的w i d l a r 电流源8 1 分别如图3 4 ( a ) 、( b ) 所示。 i c l o u 7 ( a )( t 图3 4w i l d a r 电流源( a ) b i p o a r ( b ) m o s 第三章电流偏置电路的设计 即 为 由( a ) 图，根据k v l 得 一譬w z = 。尸f u r l n i l i n - i n l ；2 f i 万e + 1 ，“，r r ：= 。 如q i 与q 2 相同，则，。= j 。：，由上式可得 k ：宰n 县 将上式两边分别对v c c 求导，得 ( 3 1 0 ) ( 3 1 1 ) ( 3 1 2 ) 篑= 鲁r 等ic 去i 薏一杀篑， b a y c clt n ? 。u tw c cl ka y c c ? ?j 从上式解得： 一o l o c r ：f 1 1 垃盟 a 、1 + ! ! 选ka ( 3 1 4 ) 根据灵敏度的定义，求得w i d l a r 电流源的输出电流对电源电压的灵敏度 ( j 1 + l 。夏v r r 2 百v c c 瓦0 1 m = 砸1 城m ( 3 1 5 ) 当 ( 。) 时，s 怨1 s ，i 。u r p 高时，i i n 对v d d 的灵敏度约为1 ，但i o u t 对v d d 的灵敏度则下 降了约一半。 w i d l a r 电流源和基本电流源相比具有灵敏度较低，比较适合提供小偏置电 流的优点。 w i d l a r 电流源结构中电流的大小取决于v c c 或v d d ，所以与电源电压还存 在一定的相关性，在有些精度要求高的模拟电路中还不能满足性能的要求，在 下一节中将讨论如何得到更低电源灵敏度的电流。 3 3 、基于其它电压标准的电流源 为了使产生的偏置电流对电源电压具有更低的灵敏度，可以利用一些与电 源电压相关度不高的电压来产生偏置电流。常用的电压有v b e 、v t h 、v t ( 热电 擎 ：匠 得 一 一 求 = 可 一m 式 压 一 瓜 匕以过恿 第三章电流偏置电路的设计 压) 、齐纳二极管的反向击穿电压等，这些电压随电源的变化较小，利用这些电 压可以进一步减小电压灵敏度。 3 3 1 、基于v b e 的电流源 基于v b e 的电流源结构 8 】【9 】原理图如图3 5 所示 图3 5 基于v b e 的电流源 根据该图，若忽略基极电流，则i o 。* j 。：，同时，r 2 的压降为v b e i ，j j f 以可求得输出电流为： ，舰= 等= 鲁n 等 z s ， 将上式两边对v c c 求导，并代入灵敏度的定义公式，得： s i o 。w 一丽v ts 恐= 磊u t s 恐 ( 3 2 4 ) 设；f 。) = o 7 y ，则s 密= 百0 0 2 6 s 恐“o 0 3 7 s 罐o 可9 i 1 。采用这种结构所输出的电流对电源的灵敏度远小于w i d l a r 电流源。 3 3 2 、基于v t h 的电流源 基于v t h 的电流源与基于v b e 的电流源在结构【8 】上基本相同，其原理图如 图3 6 所示： 东南大学工学硕士学位论文 计算其输出电流如下 图3 6 基于v t h 的电流源 = 等= 半= + 、臣k ( w l ) , f 3 2 5 ) 从式中可看出，当v o v l 很小时，输出电流主要与v t h 和r 2 有关。要得到 较小的v 。l ，可以通过选择较小的i n 或增加( w l ) 1 。将该式两边对v d o 求导 后，可得： 躐l o o t 一瓦v o 忑v ls v o = 瓦v o v l s i i n 。 ( 3 - 2 6 ) 基于v b e 和v t h 的电流源，其输出电流并不是完全与电源电压无关，原因 是，电源电压的变化引起i i n 的变化，导致v b e 和v t h 产生微小变化，最终导致 输出电流也随之变化。由于v b e 和v 硼的变化量较小，所以输出电流对电源电 压的灵敏度与w i d l a r 电流源相比有很大改善。 3 4 、自偏置结构 上面所述的几种电流偏置结构中，i i n 由电源电压和电阻决定，即i l n 对电 源电压的灵敏度很高，虽然在基于v b e 和v t h 所构成的偏置电路中，输出电流 对电源电压的灵敏度得到很大改善，通过对基于v b e 和v t h 的电流源加以改 进，形成自偏置结构，可进一步减小输出电流对电源电压的灵敏度。自偏置结 第三章电流偏置电路的设计 构的思想是使i i n 不基于电源电压和电阻，而是基于跟踪电流源本身的输出电流 i o u t 。其原理框图如图3 7 所示： c u r r e n tm i r r o r 0 u ti n n i i z r no u t c u r r e n ts o u r c , e 图3 7 自偏置结构的原理框图 框图中的两个变量i l n 和i o t r r 的关系由电流源和电流镜共同决定。从电流 源的角度来看，输出电流和输入电流根据不同的电流源有不同的函数关系，从 电流镜的角度来看，假定电流镜为单位增益，则输入电流与输出电流保持相 等。即输出电流和输入电流互为变化的基准。整个电路的工作点位于电流源和 电流镜输出特性的交叉点。 3 4 1 、基于v b e 的自偏置结构电流源 把自偏置的原理应用到上面所讨论的基于v b e 的电流源上得到的电路结构 如图3 8 所示【8 】： 东南大学工学硕士学位论文 图3 , 8 基于v b e 的自偏置结构 图中，q l 、q 2 和r 组成基于v e z 的电流源，根据前面的讨论，其i 【n 对 i o u t 的影响不大，q 4 和q 5 构成基本电流镜，该电路工作点的确定原理如图3 9 所示： 图3 9 工作点的确定 从图中可看出，电路有两个平衡点a 和o ，其中a 点为期望的工作点，o 点为电流为零的稳定工作点，为了防止电路停留在不恰当的平衡点，所以，该 电路需要增加启动电路，使电路离开平衡点o ，由于该电路形成正反馈，所以 电路脱离o 点后，就可稳定工作在恰当的工作点a 点。 胁 ，鸭= 竿= 等，n 每 ( 3 ：，) 同时假设电流镜的增益为1 ，得： 第三章电流偏置电路的设计 i | n = i 。0 2 8 ) 由以上两式可求得输出电流： k ，= 警- n 等 ( 3 z ，) 同理求得：s ， 。o - r = 0 ，即在理论上输出电流与电源电压无关a 对于高性能 偏置电路来讲，还有另外一个很重要的指标，即温度系数，它反映了输出值随 温度的变化量，通常定义如下： t c f = 7 1 而o y ( 3 3 。) 其中y 表示输出的电压或电流。 根据3 2 7 式，两边分别对t 求导，得： o i 。口一1 8 y r e 、v b e ia r o t ro tr 2 o t c 去鲁一去 ，- ， 根据温度系数的定义公式，可求得输出电流的温度系数为： 形r = 去等= 去鲁一嚣 ，z ， 可知，输出电流的温度系数与v b e 和电阻的温度系数有关，由于v b e 具有 负的温度系数，约为一2 m v ，而电阻具有正的温度系数，所以，输出电流的 温度系数较大。 3 _ 4 t 2 、基于v t h 的自偏置结构电流源 参照基于v b e 的自偏置结构，也可以设计出基于v t h 的自偏置结构电流 源，其原理图【9 】如图3 1 0 所示： 东南大学工学硕士学位论文 图3 ，1 0 基于v t h 的自偏置结构 根据以上的讨论和分析，同样可得出s 留= 0 的结论。但在实际电路中， 由于存在沟道调制效应等影响，输出电流随电源电压的变化存在微小的变化。 由于虬。= 争* 堡r 所以求得输出电流的温度系数为： t c f - i 1 警“专监o t 一而l c 3 r ( 3 ，。) 因为v t h 的温度系数大约为- - 2 m v 。c ，所以该电路输出电流的温度系数与 基本v b e 的自偏置结构电路输出电流的温度系数大约相等。 在基于v b e 和v t h 这两种自偏置电路中，由于电路有两个稳定的工作点， 一个是支路电流为零的状态，另一个为所期望的工作点。为了保证电路能正常 工作，都应设计启动电路。对于启动电路，应满足：在电路未进入正常工作状 态时，启动电路工作，当电路正常工作时，启动应与电路断开，不能对电路有 影响。最好是在电路正常工作后，启动电路不工作，这样可以降低功耗。 3 , 4 3 、基于热电压u t 的自偏置结构 利用w i d l a r 电流源和基本电流镜即可构成基于u t 的电流源，其结构8 1 原 理图如图3 1 1 所示： 第三章电流偏置电路的设计 q 3 i ，w l q i 图3 1 1b i p o l a r 基于热电压u t 的电流源 图中q 2 和q i 的发射极面积之比为n ，由图司求得其输出电流的表达式如 下： ，。w = 鲁h 等每= 瓷h c s 3 。， 将上式两边分别对t 求导得： 一o i o c , r 乩生f 土一o u r 1 堕) ( 3 3 5 ) o t r ，、u ，o tr ，a t 7 、 求得输出电流的温度系数为； 即去等= 古等一击等 s s ， 由于u t 具有正的温度系数，约0 0 8 6 m v 。c ，上式中右边的两项温度系数 有互相抵消的效果，与基于v b e 和v t h 的自偏置电路相比，具有温度系数较小 的优点。 基于u t 的自偏置结构在c m o s 电路中也经常使用，图3 1 2 即为一个简单 的原理图： 微 吣 b i 哪卜h q 东南大学工学硕士学位论文 图3 1 2c m o s 基于u t 的电流源 图中的双极器件q l 和q 2 可以是n p n 或p n p 管，是用c m o s 工艺实现的寄 生晶体管，这两个管子的发射极面积的比值影响输出电流的大小。按照理想情 况，可计算出输出电流的大小为： r ， ，o ，r = 寻l n 盯 ( 3 3 7 ) t 实际上，由于受到沟道长度调制效应或器件尺寸不匹配，会使m 3 和m 4 的 栅源压差产生较小变化，而且由于r 上的压降大约只有为1 0 0 m v 左右，所以将 导致输出电流有较大变化。改善的办法有：m 3 和m 4 使用较大的尺寸以减小失 调；使用c a s c o d e 或w i l s o n 电流源以减小沟道长度调制效应。使用c a s c o d e 结构 通常可以改善电路的性能，其缺点是要求有较高的电源电压才能正常工作。 3 5 、m o s 亚阈值自偏置结构 根据以上的讨论可知，采用自偏置结构可以在很大程度上改善输出电流对 电源电压的灵敏度，而基于热电压u t 的偏置结构相对来讲，其温度较小。u t 的产生可由两个p n 结的差值来获得，如图3 1 1 和图3 1 2 ，另外可以利用m o s 管工作在亚闽值区具有类似p n 结的i - - v 特性来产生v p t a t ，由于工作在亚闽值 区，可使得电路的功耗变得很小。如图3 1 3 即为采用m o s 工作在亚阈值区的 自偏置结构： 第三章电流偏置电路的设计 m 4 l i o u 一 图3 ，1 3m o s 工作在亚阈值区的自偏置结构 图中m l 、m 2 和r 组成p e a k i n g 电流镜【8 1 ，其优点是可以方便地得到电流为 几倒甚至是以级的电流。m 3 和m 4 组成基本电流镜。 在该电路中，假设i i n 很小，则r 上的压降也较小，m i 工作在饱和区。根 据k v l 知： 1 一2 一，r = 0 ( 3 3 8 ) 假定两管的闽值电压相同，贝l jl - 式可化简为： k ，2 = 以。一r ( 3 3 9 ) 求得输出电流为： 1 ：k ( w _ _ l ) 2 t ，2(340)outv o v 23 _ = 一+ p 其中，吒。，= 实际上，如果输入电流i 甜很小，则v o ，。 2 n v r ，根据使用的工艺模型求得 七。1 0 0 州v 2 ，若取孥：1 0 ，则只要电流小于5 ，管子就工作在亚阈值区。 根据3 3 9 式，圪，： k 所以m l 和m 2 均工作于亚阈值区，当满足 v d s 3 k 时，有 铲- 等- l e se x p ( 熹) ( 3 4 1 ) i e s 为与工艺如v t h 有关的参数，n 为亚阈值常数，通常取1 2 。根据电路 原理图可求出输出电流1 0 1j t ： 东南大学工学硕士学位论文 旷c 争2 1 e se x p c 等笋，= 焉等i mexpuc 一筹， b 。z ， ln ，i l j 九u ， 假定由m 3 和m 4 组成电流增益为1 的电流镜，当电路稳定时，其工作电流 可通过上式求得： 一“= 竿- n 船 ( 3 。，) 从上式可以看出输出电流与v d d 无关，但在实际电路中，由于存在沟道长 度调制效应，i i n 和i o l r r 随v o d 的增加而缓慢增加，且等坠的比值也稍有变 1 i n 化。 由于该电路存在两个稳定的工作点，一个是电流为零的状态，另一个是所 设计的工作点，为了使电路能够脱离电流为零的状态，需要给该电路增加启动 电路，常用的启动电路如图3 1 0 中虚线左侧所示，该启动电路的缺点一是当电 源电压v d d 在较大的范围内变化时，不能保证启动电路的正常工作，二是该电 路的静态功耗较大。 本论文所设计的启动电路克r t 以上的缺点，该电路结构如下图虚线左侧 所示： s t a r t u pc i r c u i t 图3 1 4 带有启动电路的偏置电路 电路中，m s l m s 4 组成启动电路，m s 2 和m s 3 、m s 4 $ 1 1m s s 分别构成倒 相器结构。m 的栅压用作启动电路的控制信号，当电路中没有电流时，该点电 第三章电流偏置电路的设计 压为低电平，m s l 导通，这样电路中就有电流流过，m l 的栅压升高，当电路稳 定工作后，该点电压约为l v ，使m s 3 导通，m s l 截止，即启动电路不再起作 用。其中m s 2 和m s 3 的设计尤为重要，必须保证当电源电压有较大变化时，其 翻转电压仍为l v 左右。 假设要求提供1 口的输出电流，该电路中各器件的尺寸设计如下表所示 表3 1 器件尺寸列表 m o d e l w l ( p m ) m i l vn1 0 1 0 m 2 1 vn3 0 ，1 0 一 m 3i v - p 4 0 1 0 m d l v _ j 4 0 1 0 m s ， l v _ p 2 1 1 m s 2 1 v _ j 2 5 0 m s 3 l vn5 1 一 m s d l v _ p 2 1 m s s l vn1 1 一 r r _ p d 2 5 注：本设计使用的工艺提供的m o s 模型有l v - “低压p m o s ) 、i v _ n ( 低压n m o s ) 、 h p ( 高压p m o s ) 、h n ( 高压n m o s ) ，电阻模型有rn + ( s c a l e , = 6 0 ) 、r _ p + ( s c a l e = 1 3 0 ) 、 r p l o y ( s c a l e = 8 ) 、r _ n d ( s c a l e = 3 10 0 ) 、rp d ( s c a l e = 3 3 0 0 ) 、r _ p g ( s c a l e = m o o ) 等。本设计 采用的器件模型分别为i vp 、i v _ n 、r _ p d 。 下图为输出电流随电源v d d 变化的模拟结果。 东南大学工学硕士学位论文 o 2 0 0 n - 4 q o n 一即0 n - 8 0 0 n 一1 u _-1l 一一一一一- 一一一一- 一一一一。一一一一 ，ii iii i lili illl- titilii ji i1il _lit _ ii t - 一，一一- 一- - 一- 一- 一t 一一- 一- - i - - - i 一- - i - - - i - - 6 一- 一l 一一 iit iiti i li， iii l lllliil iii li- i l ttt - 一- i 一一一- 一l 一一一- i 一一一一一1 - 一 一- 1 - 一一一一l - 一一一i - 一一一一i 一一一一一i - 一一一一l 一一一- 一i 一一 iii j i j i ii i i iii iii iiit ii-_iil ill ii 1il iii_ 一一i 1 - 一一- 一i 一一一- i 一一一i 一一i 一i 一一i 一- i 一- - i 一一一一 1iliili ii 1 ttii ill _itt1 iii 1ii _iliii 一i 一一t 一一一 一一一一 一一i 一一j 一一一一i 一一l 一一一一一1 一一- 一一i 一- _ii _ il-tt i lllii illl ftt t11 jl 1 i i ! 一一一；一j 一+ 一j 一一一i 一一一一一一- t 一一- 一一一一簧一- 一一一：一- 一一一：- 05 d 0 由11 5 22 53354q55 v o l t a g e lq i n ) “d d ) 图3 1 5 输出电流随v d d 变化的模拟结果 从模拟结果可以看出，当v d d 为1 7 v 时，输出电流开始稳定，经计算当 v d d 变化到5 v 时，输出电流变化为4 8 。 下图为输出电流与输入电流相互关系的模拟结果，根据结果，可知输出电 流的跟随特性较好。 0 2 口0 “ 一日0 0 “ 一1 u ? ： ；ii 一一一一一-一_一一。：，二一二：一二_=j七，：。：7：。：。：1一-。： 幺0 ； ：j ：，；，；，；叠一一。一一f 。一。一一。 一。一1 一一一一。一： - l u一即d n- 5 0 0 n一4 n一2 0 0 n0 r e n tla i n ) c i l6 c lm p 4 ) 图3 1 6 输出电流对输入电流的跟随特性 第三章电流偏置电路的设计 从式3 4 2 可以分析出，当温度变化时，输出电流的温漂与电阻的温漂有很 大关系，虽然热电压u t 的正温度系数和电阻r 的温度系数有一定的抵消作用， 但如果电