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二极管箝位型多电平逆变器电容电压平衡问题研究 摘要 近年来，多电平逆变器在高压大容量电能变换及交流电机调速中得到广泛 应用。对传统两电平逆变器而言，多电平逆变器存在诸多优点：降低功率器件 电压应力；功率因素提高；谐波特性得到显著改善。而随着电平数的增加，该 类逆变器凸显几个显著问题：1 、损耗问题；2 、直流侧电容电压平衡问题；3 、 共模电压问题。本文以二极管箝位型多电平逆变器为方向，研究了多电平逆变 器的直流侧电容电压相关问题，主要内容如下： 1 从硬件改进和控制策略两个方面，简要介绍了现有一些主要电容电压的 平衡方法。分别从硬件成本和控制算法复杂性考虑，分析了这些方法的优劣性。 2 根据多电平逆变器调制原理，研究了三电平逆变器s p w m 和s v p w m 调 制下电容电压建模方法，并对电容电压的波动及偏移方式进行分析。 3 在分析直流侧电容电压不平衡原理基础上，提出了一种考虑电容电压平衡 问题的数学建模方法，并推算了一种可使电容电压在全范围平衡的调制策略。 4 采用全范围电容电压平衡调制策略和空间矢量调制策略混合调制的方 法，得到一种既可平衡电容电压、又能改善谐波特性的新的调制策略 文中最后对多电平逆变器的研究进行了总结和展望。 关键词：多电平逆变器电容电压平衡混合调制 r e s e a r c ho nc a p a c i t o rv o l t a g eb a l a n c i n gf o rm u l t i - - l e v e l i n v e r t e ro fd i o d ec l a m p e d a bs t r a c t r e c e n ty e a r s ，m u l t i l e v e li n v e r t e rh a sb e e na p p l i e dw i d e l yi nt h el a r g e c a p a c i t y e l e c t r i c a le n e r g yt r a n s f o r m a t i o no fh i g h v o l t a g ea n da cs p e e da d ju s t a b l es y s t e m c o m p a r ew i t ht r a d i t i o n a lt w o - l e v e li n v e r t e r , t h em u l t i 1 e v e li n v e r t e rh a sm a n y s t r o n gp o i n t s ：l o w e rv o l t a g es t r e s so fe l e c t r i c a ld e v i c e s ，h i g h e rp o w e rf a c t o r , a n d b e t t e rh a r m o n i cc h a r a c t e r i s t i c w h e r e a s ，a l o n gw i t ht h ei n c r e a s i n go fl e v e ln u m b e r s ， t h i sk i n di n v e r t e ra p p e a r ss e v e r a ln o t a b l ep r o b l e m s ：1 1 0 s s e so fp o w e rd e v i c e s ；2 u n b a l a n c i n go fd c c a p a c i t o r - v o l t a g e ；3 c o m m o n m o d ev o l t a g e b a s e do nt h e r e s e a r c ho fd i o d ec l a m p e dm u l t i l e v e li n v e r t e r ，t h i sp a p e rf o c u s e so nt h ep r o b l e mo f c a p a c i t o rv o l t a g eb a l a n c i n g t h em a i nc o n t e n t so ft h i sp a p e ra r ea sf o l l o w s ： 1 t h i s p a p e rg i v e s ab r i e fa c c o u n to fs o m e b a l a n c i n g m e t h o d so f d c 。c a p a c i t o r v o l t a g ef r o mt h eh a r d w a r ei m p r o v i n ga n dt h ec o n t r o ls t r a t e g y ，a n d a n a l y z e st h es t r o n g p o i n t & s h o r t c o m i n go ft h e s em e t h o d s 2 a c c o r d i n g t ot h em o d u l a t i o nt h e o r yo fm u l t i - l e v e l i n v e r t e r ，t h i sp a p e r r e s e a r c h e st h em e t h o do fc a p a c i t o rv o l t a g em o d e l i n gb a s e do ns p w m & s v p w m m o d u l a t i o n ， a n d a n a l y z e s t h em a n n e ro ff l u c t u a t i o na n de x c u r s i o no n c a p a c i t o r v o l t a g e 3 b a s eo nt h ea n a l y s i so fd c - c a p a c i t o r v o l t a g eu n b a l a n c i n gp r i n c i p l e ，an e w m o d e l i n gm e t h o dc o n s i d e r e do fc a p a c i t o rv o l t a g eb a l a n c i n gi s p r o p o s e d ，a m o d u l a t i o ns t r a t e g yw h i c hc a nb a l a n c ec a p a c i t o rv o l t a g ei na l l r a n g ei s a l s o f o r m u l a t e d 4 ah y b r i dm o d u l a t i o n s t r a t e g yi sp r o p o s e db yc o n s i d e r a t i o nt h ec a p a c i t o r v o l t a g eb a l a n c ep w m i na l lr a n g ea n ds v p w mm o d u l a t i o ns i m u l t a n e i t y ，w h i c hc a n e i t h e rb a l a n c ec a p a c i t o rv o l t a g eo ri m p r o v eh a r m o n i cc h a r a c t e r i s t i c f i n a l l y , t h es u m m a r ya n de x p e c t a t i o no ft h er e s e a r c ho nm u l t i 1 e v e li n v e r t e r a r eb r o u g h to u t k e y w o r d s ：m u l t i l e v e li n v e r t e r ；c a p a c i t o rv o l t a g eb a l a n c i n g ；h y b r i dm o d u l a t i o n 插图清单 图1 1 二极管箝位型多电平逆变器拓扑3 图1 2 飞跨电容五电平逆变器电路拓扑4 图1 3 级联九电平逆变器电路拓扑5 图1 4 五电平三种载波p w m 方式7 图1 5s p m w 调制逆变单元输出电压7 图1 6 多电平逆变器的空间矢量图8 图1 。7 特定谐波消除调制时三电平逆变器p w m 波形9 图1 8 三电平逆变器常用的四种调制波1 0 图1 - 9 实验平台结构与照片1 2 图2 1 采用独立电源的三电平逆变器拓扑1 4 图2 2 采用附加功率变换器的五电平逆变器。1 4 图2 3 箝位中点与负载中性点相连的三电平逆变器拓扑。1 5 图2 4 中点相连的多电平逆变器控制结构图1 5 图2 5 三相调制电压区域划分- 1 6 图2 - 6 三电平第一扇区虚拟矢量合成原理18 图3 1 三电平逆变器的空间矢量图2 2 图3 2电流矢量的定义2 3 图3 3n p 电位自由振荡时a v n p n 2 和伏m 的关系2 7 图3 4 单周期n p 电位可平衡时m 、够和缃关系2 8 图3 5 单周期m v v 引起的n p 电位偏移和s w 平衡能力的比较2 9 图3 6 够一1 0 0 时的单周期可平衡曲线：。2 9 图3 7 一个扇区内n p 电位可平衡条件3 0 图3 8 三电平逆变器s p w m 调制时仿真结果3 1 图3 9 五电平逆变器s p w m 调制仿真结果31 图3 1 0 二极管箝位型三电平逆变器s p w m 调制结果3 2 图4 1 全范围电容电压均衡调制等效虚拟空间矢量调制( v s v p w m ) 。3 5 图4 2 全范围电容电压均衡调制等效双载波双调制波3 6 图4 3 混合调制策略中s v p w m 所占的比例3 9 图4 4 三种调制策略的谐波特性比较4 2 图4 5 三电平v s v p w m 调制仿真结果。4 3 图4 6 五电平v s v p w m 调制仿真结果4 3 图4 7 五电平h p w m 调制仿真结果4 4 图4 8 在垅= o 9 5 时，s v p w m 调制时实验波形4 5 图4 9 在m = 0 9 5 时，v s v p w m 调制时实验波形4 5 图4 1 0 在m = 0 9 5 时，h p w m 调制时实验波形4 7 图4 1 l 在m = 0 7 5 时，h p w m 调制时实验波形4 7 表格清单 表1 1n 电平逆变器输出电平与导通器件的关系3 表2 1 三电平逆变器空间矢量的分类一1 7 表3 1a 扇区内矢量作用时间：2 2 表3 2 二极管箝位三电平逆变器空间矢量的分类2 2 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他入已 经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得 金目墨王些太堂 或其他教育机 构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名：字日期：年月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解金月曼王些态堂有关保留、使用学位论文的规定，有 权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。 本人授权金月垦王些太堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名： 导师签名 签字日期：年+月 日签字日期： 学位论文作者毕业后去向： 工作单位： 通讯地址： 电话： 邮编： 瓦 虱： ，卜 年 致谢 本论文是在导师李国丽教授的悉心指导和亲切关怀下完成的。李老师渊博 的学识、严谨的治学态度、求真务实的作风、诲人不倦的精神和高尚的人格品 质使我终身受益，成为我学习的楷模和前进的动力。研究生学习期间，李老师 不仅在学业上给我启迪和教诲，而且在生活上给我关心和鼓励，在此谨向我的 导师表示最诚挚的敬意和最由衷的感谢。 感谢姜卫东老师的指导和帮助，姜老师不屈的探索精神、敏锐的学术洞察 力和独到的创作才能让我受益匪浅。在近三年的学习中，姜老师对我的课题和 论文提出了很多建设性的意见和建议，从他身上学到了很多宝贵的知识和治学 方法。感谢实验室鲍晓华老师、倪有源老师、胡存刚老师、陈权老师( 安徽大学) 的指导和帮助。 感谢新型传动实验室的师兄弟，他们是王安邦博士、钱拮博士、鞠鲁峰博 士、吴海岸硕士、王红涛硕士、王涛硕士、朱少林硕士、漆星硕士，感谢他们 热情的帮助和有益的启迪。 最后，感谢我的父母、妹妹及女友的帮助，他们一直无私的关怀是我不断 前行的动力，感谢他们在我求学期间对我的支持、鼓励和辛勤付出；感谢关心 和帮助我的所有人! 作者：史晓锋 2 0 0 9 年3 月 第一章绪论 1 1 多电平逆变器的发展背景i l 2 3 4 ，5 l 当今世界经济的发展主要是建立在化石能源基础之上的，然而，这一经济 的资源载体将在2 l 世纪上半叶接近枯竭，能源危机成为全人类所面临的共同问 题，早在2 0 世纪8 0 年代，联合国就呼吁世界各国政府坚持可持续发展战略。 我国在能源危机这方面问题也刻不容缓，与发达国家相比，我国仍是一个能源 利用效率较低的国家，因此，确立节能在国民经济中的战略地位，不断提高能 源利用效率，是我国经济、能源、环境持续协调发展的重要保证。我国的能源 生产总量和消费己跃居世界前列，电力工业在能源工业扮演着重要的角色。近 年来，国家投入大型电站建设和城乡电网的改造使局部地区和因季节性引起的 电力紧缺现象大为缓解，然而与此同时电力资源的浪费却非常惊人，目前我国 电机的总装机容量已达4 亿k w ，年耗电量占全国用电量的近6 0 ，但我国电 机驱动系统的能源利用率非常低，基本上要比国外平均水平低2 0 ，7 0 的电 机只相当于国际2 0 世纪5 0 年代的技术水平，电机驱动系统能效比国外低2 0 左右，我国运行的风机、水泵、空调类负载在4 2 0 0 万台以上，占全国用电量的 1 3 ，其中的6 0 适合调速，在风机泵类负载中7 0 仍采用风挡或阀门调节流量， 这样电机在运行中会长期处于空载或轻载状态，造成能源严重浪费。为了将这 些浪费掉的非常可观的电能拣回来，利用现代电能变换技术对电动机实行变频 调速控制，具有很好的节电潜力。因此针对煤炭、石油、化工、冶金、发电、 热力、供水以及电气化交通工具等高能耗行业应用领域，研究高压大功率交流 调速技术系统并投入使用，对提高电能的利用效率，增强企业竞争力有着重要 的现实意义。 传统两电平逆变器应用于高压大功率场合时，通常会遇到很多问题：输出 电压和电流谐波含量较大，从而影响电机平稳运行和调速度；提高开关频率一定 程度上可以克服转矩脉动的缺点，但又容易导致较高的d v d t 和浪涌电压，在电 机的线圈中产生很大的共模电压，开关器件所产生的开关损耗将降低变频器的 效率，同时产生很高的e m i ，严重干扰周围电子设备正常运行；由于目前功率器 件的限制，传统两电平逆变器难以应用于高电压场合。因此，在高压大功率风 机和水泵的变频调速领域，多电平电力电子装置以其谐波含量小、效率高、输 出电压高、功率大的特色得到了广泛的关注。同时用高压大容量多电平电力电 子装置构成的无功补偿和电力有源滤波器及其相关技术来补偿电网中的无功、 治理谐波，是无功补偿和电力滤波技术的发展趋势。另外，多电平应用中以柔 性交流输电系统( f a c t s ) 技术为代表的大功率电力电子技术，可改善电力系统 的可控性及可靠性，提高输电线路的传输能力及系统的稳定性。 1 2 多电平逆变器的研究现状 多电平逆变器的基本思路是把多个功率器件按一定的拓扑结构连接成可以 提供多种电平输出的电路，然后通过适当的控制逻辑将几个电平台阶合成阶梯 波以逼近正弦输出电压【6 】。随电平级数的增加，合成的输出阶梯波级数增加， 输出越来越逼近正弦波，谐波含量大大减小。 早在上个世纪7 0 年代，德国学者h o l t z 首先提出了多电平变流器。1 9 8 0 年， 日本长冈科技大学的a n a b a e 等人在i a s 年会上首次提出中点箝位( n p c ) 逆变器 【刀。以中点箝位型逆变器为基础，又相继出现了二极管箝位多电平逆变器、飞 跨电容箝位多电平逆变器。f z p e n g 在1 9 9 5 年提出了级联型多电平逆变器。这 就是多电平变流器的三种基本拓扑。在此基础上又出现了通用混合型多电平逆 变器和具有自均压功能的多电平逆变器拓扑。 在多电平变换器概念提出的最初几年，它并没有受到更多的关注，其原因 在于：多电平逆变器特殊的拓扑结构，无论是对功率器件还是对控制电路的要求 都比较高。近2 0 多年来，电力电子器件得到了迅速的发展，其中以晶闸管( s c r ) 、 门极关断晶闸管( g t o ) 、电力m o s f e t 、绝缘双极型晶体管( i g b t ) 、集成门极 换向晶闸管( i g c t ) 为代表的大功率可控器件，其开关频率、容量等级和额定电 压不断提高，使得电力电子器件沿着大容量、高频、易驱动、低损耗和智能模 块化的方向推进，同时以d s p 为代表的智能控制芯片的迅速普及，关于多电平 变换器的研究和应用才有了迅猛的发展。 在高压大容量逆变器方面，国外产品一直占有垄断地位。从1 9 9 6 年f u 2 0 0 6 年，i g b t 三电平变频调速装置单机容量由2 m v a 提高到了2 0 m v a ，而以g t o 、 i g c t 为主开关的单机容量也已经由3 0 m v a 提高到了10 0 0 m v a 。目前国际上很 多著名的电气公司，包括西门子、a b b 、阿尔斯通、g e 东芝、三菱、安川等 公司都己具有此类的大容量电机调速产品。a b b 公司开发了使用i g c t 的高性能 三电平逆变器，其容量高达5 0 0 k v a 到6 0 0 0 k v a ，己投入商业运用。于1 9 9 9 年 投入商业化运行的日本新干线7 0 0 系列高速铁路采用了单相二极管箱位型三电 平结构整流器和三相二极管箱位型三电平逆变器，容量达1 1 m w ，电压等级为 1 8 5 0 v 。 在国内，由于高压变频技术仍没有较大规模形成产业化，落后于发达国家， 目前应用的高压大功率装置大部分是引进产品。直到近1 0 年来，国内在高压大 容量多电平变换调速装置的应用方面才出现了突破，现已有多家公司研制出产 品并投放市场，主要代表有北京利德华福、北方凯奇、成都佳灵、天津花云等 公司，其市场不断的扩大，而价格方面极具优势，逐渐增强了和国外产品竞争 的能力【3 1 。但国内同类产品的技术还不完善，性能和可靠性还有待提高，因而 研究多电平逆变器的拓扑结构和控制策略，仍然具有很大的理论意义和实用价 值。 2 1 2 1 多电平逆变器拓扑结构 目前常用的多电平逆变器主要有以下几种拓扑结构：中点箝位型( n e u t r a l p o i n tc l a m p e d ) 、飞跨电容型( f l y i n gc a p a c i t o r ) 、具有独立直流电源级联型 ( c a s c a d e dt o p o l o g yw i t hs e p a r a t e dd cs o u r c e ) 。 ( 1 ) 二极管箝位多电平逆变器 1 9 8 0 年，日本长冈科技大学的a n a b a e 等人在i a s 年会上首次提出二极管箝 位型逆变器。二极管箝位多电平逆变器的优点：便于双向功率流动的控制；功 率因数控制方便。缺点是：电容均压比较复杂和困难；随着电平数增加，控制 越来越复杂。在国内外，这种结构形式的产品已进入实用化的阶段。 如图1 1 所示n 电平二极管箝位型逆变器电路拓扑，直流端共有n 1 个分压 电容，逆变桥每相上、下桥臂各有n 1 个功率管，分别为+ 风- l 、+ s l 、s 1 、 一s n - ，。输出电平和导通功率管之间关系如表1 1 所示。 图卜1 二极管箝位型多电平逆变器拓扑 表1 - 1n 电平逆变器输出电平与导通器件的关系 a b c 输出电平导通的功率管 n 1 + 踊i 、- i - s 1 n 2 + 虱2 、- s l d - s l 、一氐1 ( 2 ) 飞跨电容箝位多电平逆变器 飞跨电容型( f l y i n gc a p a c i t o r ) 多电平逆变器是在1 9 9 2 年的p e s c 年会上由 t am e y n a r d $ 1 h f o c h 首次提出的8 1 。该电路结构的优点：对某以输出电压具 有不同的组合；可控无功和有功功率流，可应用范围广。其缺点：需要较多的 电容钳位，开关损耗大；控制算法过于复杂，存在电容电压分布不均问题。 对于一个n 电平飞跨电容式逆变器，直流侧需要聍一1 个电容；每相桥臂需要 2 ( n 一1 ) 个功率开关，0 1 ) 一2 ) 2 个钳位电容器。飞跨电容五电平逆变器电路 拓扑如图1 2 所示。 c 图卜2 飞跨电容五电平逆变器电路拓扑 ( 3 ) 级联型多电平逆变器 具有独立直流电源级联型( c a s c a d e dt o p o l o g yw i t hs e p a r a t e dd cs o u r c e ) 逆 变器是由p h a m m o n d 等在1 9 7 5 年提出的1 9 】。该电路的优点：无箝位二极管和 分压电容：各分立模块间相对独立，易实现模块化封装和维护；利用直流源分 压，降低了对直流电容容量的要求。其缺点：需要大量独立直流源。 级联式逆变器采用隔离的直流电源作输入，通过把多个各自独立h 桥逆变 电路基本单元串联在一起，根据输出正弦波形中需要包含的电平数可以决定需 要串联的级数，从而提高输出电压等级、减小谐波。该电路拓扑无需大量的筘 位二极管和悬浮电容。玎电平的级联式逆变器，其各相串联级数m 和输出波形包 含电平数n 之间满足“n = 2 m + l ”的关系。图1 3 所示的是具有独立直流电源的级联 九电平逆变器。 此外，多电平逆变器在以上几种电路拓扑的基础上还衍生出一些新的拓扑 结构。e z p e n g 提出了一种通用型多电平变换器拓扑电路结构【lo i ，现己存在的 二极管箝位型和电容型箝位型多电平变换器都可由这个通用变换器推导而来。 而且，不管负载特性如何，变换器拓扑都可以通过其自身使得电平达到平衡。 e c e n g e l c i 等人在l9 9 8 年提出了另一种形式的级联多电平变换器拓扑结构j ， 它是由标准三相两电平变换器构成，利用输出变压器来叠加电压。在19 9 8 年 的i e e ea p e c 会议上，m d m a n j r e k a r 等人提出了基于不同电压等级的单元 4 图1 - 3 级联九电平逆变器电路拓扑 级联式混合多电平变化器拓扑结构，且可以使用两类功率器件g t o $ i i g b t ，减 少了相同输出电平下的级联单元数目【12 1 。韩国- - - 瓣 y o u n g 。s e o kk i m 等提出一种 将二极管箝位和电容箝位结合起来的电路拓扑，解决了二极管箝位三电平拓扑 中桥臂内侧的器件关断过电压问题【13 1 。 1 2 2 多电平逆变器的p w m 调制策略 逆变器的p w m 技术，从大的方面可以分为三大类：波形调制p w m 技术、 优化p w m 技术和随机p w m 技术，p w m 技术在当今逆变领域占据了绝对主导 地位，随着快速开关半导体器件的实际应用，p w m 技术迅速普及。在传统的 两电平变换器的控制中，已应用的p w m 控制方案己有多种。从最初追求电压 波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦，从效率最优，到转矩脉动 最小，再到消除噪声等，p w m 技术经历了一个不断创新和不断完善的过程。 目前，常用的p w m 控制算法有正弦波调制法( s p w m ) 、空间矢量调制法 ( s v p w m ) 、特定谐波消除调制法( s h e p w m ) 等。这些p w m 方法亦可推广到多 电平逆变器的应用中，但随着多电平逆变器开关器件及输出电平数的增加，多 电平变换器p w m 控制的目标多、性能指标要求也比较高。根据应用场合以及 性能要求的不同，许多学者不断的在对传统的调制策略进行改进。 1 2 2 1 三种基本调制策略 ( 1 ) 正弦波调制法( s p w m ) 5 正弦波调制法【1 4 1 ( s p w m ) 臣p 调制波为正弦波，载波为三角波( 或锯齿波) 的一种p w m 技术。该技术是1 9 6 4 年由a s c h o n u n g 和h s t e m m l e r 把通信系统中 的调制技术应用到逆变器中而产生的。这项技术特点是原理简单，通用性较强， 控制和调节性能好，具有消除谐波、调节和稳定输出电压多种作用。 多电平逆变器的载波p w m ，是两电平载波p w m 技术在多电平中的直接推 广，分为多载波调制和多正弦波调制。下文中图4 2 即为一种多正弦波调制方 法；多载波调制有两种基本方式：载波叠加法和载波移相法。载波叠加法通常 用于二极管箝位型多电平的控制，后者一般用于飞跨电容和级联型多电平的控 制。 对n 电平二极管箝位型逆变器，s p w m 是顺次层叠放置玎一1 个等幅值、同 频率的三角载波，与同一正弦调制信号进行比较，从而产生输出的p w m 脉冲。 按照三角载波之间的相位关系，可分为三种典型的多电平载波p w m 方法：同 相层叠p w m ( p h a s ed i s p o s i t i o n ，p d p w m ) ，即所有的三角载波以相同的相位 上下顺次叠加【1 5 】：正负反相层叠p w m ( p h a s eo p p o s i t i o nd i s p o s i t i o n ， p o d p w m ) ，所有三角载波的频率和幅值一样，但是零电平线以上的载波与零 电平线以下的载波信号相位反相；交替反相层叠p w m ( a l t e r n a t i v ep h a s e o p p o s i t i o nd i s p o s i t i o n ，a p o d p w m ) ，即所有三角载波的频率和幅值一样，但 相邻载波的相位都相反。图1 - 4 ( a ) 、( b ) 、( c ) 分别为以上三种载波p w m 模式在 五电平中的应用，并定义p d p w m 模式中所有的载波均为x 类载波，而 p o d p w m 模式中零电平线以下的载波为y 类载波。 ( a ) p d p w m ( b ) p o d p w m 6 掣璧 ( c ) a p o d p w m 图1 - 4 五电平三种载波p w g 方式 基于传统三角载波s p w m ，构造了多种载波方法应用于多电平逆变器中， 其中有些载波调制方法是利用载波配置来调制，有些是采用多重载波信号相移 方法来调制。图1 5 a 是三电平逆变器一个单元产生的典型电压波形，它是通过 正弦参考信号与三角载波信号比较得到的。而在工业应用中，多电平变换器中 最普遍的做法是在每个单元中采用三次谐波注入法调制( 如图1 5 b ) ，这样可 提高 ( a ) 三角载波s p w m( b ) 三次谐波注入法s p w m 图卜5s p m w 调制逆变单元输出电压 ( 2 ) 空间矢量调制法( s v p w m ) 传统s p w m 控制主要着眼于逆变器的输出电压尽量接近于正弦波，并未顾 及电流输出波形，而交流电机一般需要三相正弦电流，在电机中形成圆形旋转 磁场。空间矢量调制法是s p w m 和电动机磁链圆形轨迹直接结合的一种方法 7 1 ，它是由j h o l t z 在19 8 3 年提出来的。此空间矢量由原点开始至空间上的某 点结束，三相电压的瞬态值可以由这个矢量的模长和相角来描述。如果三相电 压是时间的正弦函数，且是对称的，那么这个矢量将以定角速度旋转，旋转矢 量的模长是一个定值，它运行的轨迹是一个圆。换句话说，就是一个旋转的电 压矢量在数学上可以代表三相正弦电压。 多电平s v p w m 技术是在两电平s v p w m 思想的基础上进一步扩展的，也 是基于三相系统的空间矢量模型。三相电压通过p a r k 变换由d q 平面( 或口一 平面) 内的空间矢量来表达。多电平的s v p w m 控制方式与两电平s v p w m 一 样，对于n 电平逆变器定义三相开关函数分别为s ，( x = a 、b 、c ) ，则 7 只 o ，1 ，n 一1 ，在d q 坐标系下，定义空间矢量为 吩了2 笔( s a + o e s b + o ! x & ) ( 2 _ 5 ) 其中口= e i 了。根据式( 2 - 5 ) 空间电压矢量定义，可以得到玎电平变换器的 输出电压空间状态矢量图1 - 6 ，而且可知三相多电平变换器有掰，种输出开关状 态，对应3 n ( n 一1 ) + 1 个基本矢量。用三维有序数组表示为【厶、厶、厶】，如果 厶、厶、厶中至少有一个为零，将该矢量定义为基本的独立矢量，那么可知输出 矢量为 厶+ 1 、厶+ 1 、厶+ 1 】和 三。、厶、厶】位于空间矢量图中的同一点，作用效果 是完全一样的，只是同一矢量的不同表现形式。3 n ( n 一1 ) + 1 个基本电压矢量中 含有大量的冗余开关状态，如n 个零电压矢量【o 、0 、0 】，【l 、1 、l 】， 印一1 、捍一1 、刀一1 】，可以认为 0 、0 、0 】为独立的基本矢量，其它为衍生的冗余 矢量。如图2 4 所示，栉电平逆变器的空间矢量图由外向内一共有门一1 个正六 边形，并且由外向内每一个正六边形顶点上的空间矢量冗余数量逐渐增加， 【0 ，r 卜1 0 】c n 一1 n 1 。o j t o o n 一1 】 r m o 。i 1 1 l 1 ，1 ，o 】 【n - 1 0 ，0 1 图1 - 6 多电平逆变器的空间矢量图 使逆变器对空间矢量的选择更为困难。n 电平逆变器的空间矢量图在6 0 。范围 内，被分为( 甩一1 ) 2 个小三角形，其中由内向外的每层小三角形的数目依次为1 、 3 、5 、( 2 n 一3 ) 个。若电压矢量落在其中的小三角形内，可以根据小三角形 的顶点矢量来合成，即n 电平仍然利用最相邻三矢量( n t v ) 的原则来合成电压矢 量。 该算法调制范围较大，直流侧电压利用率高，在多电平逆变器中，电压矢 量更“密集 ，所合成磁链更接近圆形磁场，且可平衡直流侧分压电容电位。但 是针对，z 电平逆变器的统一算法问题研究的相对较少，文献 1 8 】中j a eh s 提出 将玎电平空间矢量图看成若干个两电平空间矢量图组成，然后沿用两电平 s v p w m 算法，具有一定的意义。但算法随着电平数的增多，所需划分的两电 平空间矢量图的数目太多，过于复杂，很难用的数学方法描述，并且对开关序 列的合理性和冗余矢量的组合，也无法解决。 ( 3 ) 特定谐波消除调制法( s h e p w m ) 8 为了获得合成波形在宽调制指数变化范围内具有低t h d ，有人提出了一种 通用的选择谐波调制策略【1 9 】【2 0 1 ，特定谐波消除调制法是在电压波形特定的位子 上设置“缺口 ，通过每半个周期中逆变器的多次转换，恰当的控制逆变器的脉 宽调制电压波形，以消除特定谐波。该方法是19 6 3 年由f gt u r n b u l l 提出的。 叶用删莩：兀 吒口2 口乒4 口兀硼 1 l一 r 相羟 2 i 一 ( a ) - 1 阳n ； 。冗 一2 2 孔 电蚋j 三2 “j ”1 一 ( b ) l 3 瓦 _ 一 l2 2 n 口ld 1o r 冗 霄 2 ( c )( d ) 图卜7 特定谐波消除调制时三电平逆变器p w m 波形 这些波形的正半周与负半周对称于零点，而且又是奇对称，因此不含偶次 谐波和余弦项，如再选择好合适的“缺口 位置，使这些波形中的特定谐波的 幅值等于零，这样就可以消除某些特定的低次谐波值。图1 7 为特定谐波消除 调制时三电平逆变器p w m 波形 1 2 2 2 调制度的定义和不同调制策略的电压利用率 已有研究表明，s v p w m 和s p w m 存在本质联系【2 1 1 【2 2 1 ，三电平逆变器的 空间矢量调制( s v p w m ) 可以等效为载波调制的p w m ，因此将空间矢量看作 是另外一种的调制波。由于s p w m 和s v p w m 都是通过载波信号与调制信号通 过比较获得，因此将这类调制算法称为次谐波消去( s u b 。h a r m o n i c p w m ，s h p w m ) 调制算法。三电平逆变器的s h p w m 调制方法，采用调制波与 载波进行比较，比较常用的有三种载波方式：正弦载波调制( s p w m ) 、三次谐 波注入调制( t h i p w m ) 、开关损耗最小调制( s l m p w m ) 。图1 8 给出了三电 平逆变器s h p w m 调制时的四种调制波波形。 当调制波为非正弦时，逆变器输出的相电压不再是由正弦调制获得，因此 将逆变器的调制度采用线电压定义。逆变器的调制度为 r = ，c ， m ：v 2 yl 一 ：氕2 vl 一 ( 、n 4 3 v 6 脚 4 4 3 v x 、117 吒为逆变器输出线电压的有效值，圪却为逆变器6 步方波调制时相电压的峰 值。在线性调制区内，s p w m 的调制度的最大值为o 7 8 5 ；s v p w m 调制度的最 大值为0 9 0 7 ；而t h i p w m 调制度的最大值为o 。8 2 4 。 9 图1 - 8 三电平逆变器常用的四种调制波 1 2 3 二极管箝位型多电平逆变器的基本问题 在多电平逆变器的研究中，主要会遇到以下三个基本问题： 1 ) 器件损耗：现代交流大功率变换器中应用的主要器件是i g b t 、g t o 、 i g c t 和快恢复二极管等，在变换器工作时这些器件要消耗功率。无论是设计 的目的是系统所占用空间最小、消耗损耗最小，还是兼而有之，在变换器设计 时计算这些器件的功率损耗都很重要。目前对两电平变换器的损耗研究取得了 较为成熟的结论【2 3 】- 【2 5 1 ，但是对于多电平变换器的损耗研究，甚至是三电平变 换器损耗研究方面的文献还比较鲜见。文献 2 6 】【2 7 2 8 】 2 9 】对开关器件的损耗 的计算方法作了详细分析，其中文献 2 7 1 对i g b t 的开关特性曲线分段讨论，建 立了一个详细的损耗模型，并给出了损耗与温度及电流关系的损耗模型。文献 2 9 对变流器中半导体器件在理想开关模式下的通态和开关损耗进行了建模仿 真，文献 3 0 1 3 1 】通过对三电平工作模式分析，得到了较为通用的三电平逆变器 通态损耗模型。 2 ) 直流侧电容电压平衡【3 2 】【3 3 】：直流侧电容电压不平衡是由电路拓扑的结 构所引起的，是二极管箝位型逆变器不能忽视的问题，有很多学者针对这一问 题提出了不同的解决办法和思路，一定程度上解决了电容电压的波动和偏移。 如采用多个独立直流电源和采用； 1 - a n 电压补偿电路来均衡电容电压等，但是这 些硬件方法会造成系统成本增加，控制复杂，逆变器体积增大。通过改进调制 策略来平衡电容电压成为许多学者研究的热点。关于电容电压研究现状详细介 绍见第二章。 3 ) 共模电压【3 4 】- 【3 6 】：在电动机绕组中，三电平逆变器产生的共模电压通过 静电耦合在转子和机壳间建立起轴电压，当轴电压超过轴承润滑剂绝缘能力时 将产生过大的轴承电流，使电动机轴承过早损坏。同时，共模电压产生非常大 的共模漏电流，通过定子绕组和接地机壳间的静电耦合流入地，可产生足够大 的共模电磁干扰，还会使漏电流保护继电器误动作。 1 0 现有的消除技术一般用于轴承电流和传导电磁干扰的抑制，而很少能直接 和成功地应用到共模电压的抑制上。文献 3 7 】中提出的滤波器可以直接用来抑 制共模电压，抑制效果非常显著，但要求共模变压器必须足够大。而多电平p w m 技术在抑制共模电压方面的相关文献更少。从控制策略上，文献 3 8 】引入空间 矢量算法，通过使整流器和变频器的开关序列同步化，降低电动机定子绕组中 性点对地电压，但这种方法需要用在可控整流变频器 1 3 实验平台简介 为了验证算法的正确性与有效性，实验室搭建了n p c 三电平逆变器实验平 台。该平台采用i g b t 作为主功率器件，功率器件为2 m b l 4 0 0 n - - 0 6 0i g b t ， 箝位二极管为2 f 1 2 0 0 a 0 6 0 d ，功率器件驱动电路中采用三菱公司的m 5 7 9 6 2 厚 膜集成驱动芯片，直流侧电容为2 2 0 0 u f 。采用t m s 3 2 0 c 2 4 0 7d s p 完成系统的 采样和输出矢量的时间计算，d s p 控制程序部分采用汇编语言编写。图i - 9 是 整个控制系统的控制框图和实验平台照片。直流侧电压为511 v ，阻感性负载， 电阻4 0 欧姆，电感1 0 0 m h 。 0 时， 即c 2 电压偏低时，4 和丑保持关断，而4 和召以一定的占空比开通关断。此时的 1 4 电路类似于一个b u c k 电路。当彳和b 开通时，母线电压通过爿和b ，电感以及下 桥臂电容c 2 形成回路，使三积蓄能量，同时使c 2 充电，从而抬高c 2 电压。当彳 和b 关断时，l 经c 2 以及么、b 的反并联二极管进行续流，从而将能量转移到c 2 上，进一步抬高了c 2 的电压。采用同样的方法可以对c 1 注入或抽取电流。 这种结构可以有效平衡电容电压，但是附加功率变换器提高了硬件成本， 在控制方面，需不断实时检测直流侧电容电压，并控制对电容的充放电，使控 制器负荷增加，因此该方法不易推广 2 1 3 箝位中点和三相进线的中性点连接法【5 8 】 把直流侧中点与负载中性点的简单连接为零序电流的传输提供了路径，通 过p w m 技术调节零序电压来调节零序电流。这种方法不仅结构简单，逆变器 的硬件 图2 - 3 箝位中点与负载中性点相连的三电平逆变器拓扑 图2 - 4 中点相连的多电平逆变器控制结构图 成本并未增加。其硬件结构如图2 3 ，若f d 为正，则i o = i o 口，零序电流流经电容 1 5 c 2 ，导致电容c 2 的电压升高，同时电容c l 开始放电，使直流侧电容电压总和 维持在一个常量；同样的若f d 为负，则i o = f d 6 ，零序电流流经电容c l ，导致电 容c l 的电压升高，同时电容c 2 开始放电。 上述方法控制结构图如2 4 所示，整个控制部分包括两个方面：电流d - q 变换模块和通过零序电流控制的电容电压平衡控制器。需要注意的是，该系统 仅能在s p w m 调制时使用，由于空间矢量调铝i j ( s v p w m ) 时不产生零序电压， 所以不适用于该系统。 该法硬件结构简单，但是零序电压的引入大量增加了控制算法的运算量， 且经过采样计算对电容注入零序电流在时间上由一定滞后。 2 2 传统电容电压平衡控制策略研究 针对控制策略进行的电容电压平衡问题研究可以分为两大类，一种是基于 正弦脉宽调制( s p w m ) 调制的控制方法，另一种是基于空间矢量脉宽调制 ( s v p w m ) 的控制方式。对于s p w m 调制而言，主要采用对调制波注入零序电压 的方法；在s v p w m 调制中，包括了小矢量控制和虚拟三矢量两种主要途径。 2 2 1 零序电压注入