（电气工程专业论文）大功率充电电源及其并联均流技术的研究.pdf

中文摘要 摘要：众所周知，汽车是人类文明和科学技术发展史中现代工业技术成果之一， 但是随着全球石油资源面临枯竭，以及日趋紧迫的环境问题，以节能、环保为终 极目标的电动汽车逐渐成为各国政府和汽车制造商的关注焦点。电动汽车充电技 术也随之不断发展，不断优化。目前北京已建成了为电动公交集中充电的大型电 动汽车充电站。本论文针对目前北京公交运行的电动汽车，对其充电电源进行了 系统的研究设计。本文提出了以全桥硬开关变换器为主拓扑的充电电源模块，在 此基础上设计了电源模块的并联均流方案，实现了较高效率的大功率充电系统。 文中首先总结了电动汽车充电电源的研究现状和充电控制策略，进行了d c d c 变 换器的拓扑比较，最终选择采用硬开关全桥变换器拓扑，该拓扑构成简单，控制 方法易于实现。然后以可靠性为大前提，对充电电源进行了参数设计。在讨论了 目前常用的均流方案后，设计了基于c a n 总线的软件均流方案，最后给出了实验 波形和数据。 关键词：电动汽车；充电电源；并联均流；c a n ； 分类号：t n 8 6 j 壁塞奎适太堂亟堂位论塞垒墨至基! a bs t r a c t a b s t r a c t ：a si sk n o w nt oa l l ，v e h i c l ei so n eo ft h em o d e r ni n d u s t r i a lt e c h n i c a l a c h i e v e m e n t si nt h eh u m a nc i v i l i z a t i o na n dd e v e l o p m e n th i s t o r yo fs c i e n c ea n d t e c h n o l o g y ，b u tw i t ht h eg l o b a lo i lr e s o u r c e sa r ee x h a u s t e d ，a n di n c r e a s i n g l yu r g e n t e n v i r o n m e n t a lp r o b l e m s ，t h ee l e c t r i cc a rw i t ht h eu l t i m a t eg o a lo fe n e r g y - s a v i n g , e n v i r o n m e n t a l p r o t e c t i o n i s g r a d u a l l y f o c u s e d b yg o v e r n m e n t s a n dv e h i c l e m a n u f a c t u r e r s t h ec h a r g i n gt e c h n o l o g yf o re l e c t r i cv e h i c l eh a v eb e e nc o n t i n u o u s d e v e l o p i n ga n do p t i m i z i n ga sw e l l a tp r e s e n tb e i j i n gh a sb u i l tl a r g e s c a l ee l e c t r i c v e h i c l eb a t t e r yc h a r g i n gs t a t i o nf o re l e c t r i cb u s e sc e n t r a l i z e dc h a r g i n g t h et h e s i s a i m i n ga tt h ep r e s e n to p e r a t i o no fe l e c t r i cv e h i c l ei nb e i j i n g ，i n t e n d st or e s e a r c ha n d s y s t e m i c a l l yd e s i g np o w e rs u p p l yf o rc h a r g i n gu pt h ee l e c t r i cv e h i c l e s i nt h i st h e s i sa c h a r g i n gp o w e rs u p p l ys y s t e mi sp r e s e n t e d ，o fw h i c ht h em a i nc i r c u i tt o p o l o g yi sa f u l l b r i d g eh a r ds w i t c hc o n v e r t e r , o nt h i sb a s i sd e s i g n st h ep o w e rs u p p l ym o d u l eo f p a r a l l e lf l o we q u a l i z a t i o ns c h e m ew h i c hi m p l e m e n t st h eh i g h p o w e rc h a r g i n gs y s t e m w i t hh i g he f f i c i e n c y f i r s t l y ，t h er e s e a r c hs i t u a t i o no ft h ee l e c t r i cv e h i c l ec h a r g i n g p o w e ra n dc h a r g i n gc o n t r o ls t r a t e g yi ss u m m a r i z e d ，a n dt h ed c d cc o n v e r t e rt o p o l o g y i sc o m p a r e d ，f i n a l l ya d o p t sah a r ds w i t c h i n gf u l l b r i d g ec o n v e r t e rt o p o l o g y , w h i c hh a s s i m p l ec o m p o s i t i o na n dt h ec o n t r o lm e t h o di se a s yt or e a l i z e t h e n , b a s e do nt h e p r e m i s eo ft h er e l i a b i l i t yo fp o w e rs u p p l y , i t sp a r a m e t e r sw e r ed e s i g na n dc o m p u t e i n t h ed i s c u s s i o no fc o m m o nf l o we q u a l i z a t i o np l a n ，d e s i g nb a s e do nc a nb u ss o f t w a r e s o l u t i o n s ，f i n a l l yg i v e st h ee x p e r i m e n t a ld a t aa n dw a v e f o r m k e y w o r d s ：e l e c t r i cv e h i c l e ；c h a r g e r ；c u r r e n t - a v e r a g e d ；c a n c i a s s n o ：t n 8 6 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 签名_ 吩期：洲r 如日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 提供阅览服务，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。 同意学校向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 签名力玛 抖醐沙尸甩日 导师签名： 婵醐：1 秒堋 致谢 本论文的工作是在我的导师姜久春教授的悉心指导下完成的，姜久春教授严 谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢两年来 姜久春老师对我的关心和指导。 张维戈副教授和牛利勇博士悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习 上和生活上都给予了我很大的关心和帮助，在此向张维戈老师和牛利勇博士表示 衷心的谢意。 张维戈老师和牛利勇博士对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意 见，在此表示衷心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，文峰、温家鹏、盛大双、关炀等同学对我论 文中的研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 同时感谢已经毕业的王晓峰、冯韬、吴智强师兄，感谢他们在繁忙的工作之 余抽出时间指导我的论文，给了我很大的帮助，在此向他们表示感谢。 另外也感谢家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。 序 电动汽车的强劲发展势头带动了电动汽车充电电源的研发。由于目前半导体 功率器件、磁性材料等原因，单个电源模块的输出功率受到限制，但实际应用中 常常需要大功率的电源为系统供电，而电源的并联运行是实现电源产品模块化、 大容量化的个有效方法。本文首先对电动汽车充电电源模块进行了参数设计， 然后引入了基于c a n 总线的均流方案，最终实现了电动汽车充电电源模块的并联 运行，实验结果证明这种基于c a n 总线的并联均流方案在电动汽车充电电源中是 切实可行有效的。由于学识水平、实践经验以及时间等的限制，在很多方面做得 还不够完善，需要做进一步的研究。 1 引言 1 1 研究背景及意义 汽车自问世以来，给人们生活带来了极大的方便，已逐渐成为人们生产和生 活中不可缺少的工具，成为现代社会文明的重要组成部分；但是，汽车在其发展 过程中，伴生了2 个严重问题：环境污染和能源危机。 石油是一种非可再生资源，地球上现已探明的石油储藏量只能满足人类充分 使用4 0 - - - 5 0 年。而据一项数据分析显示，我国汽车行业对石油的消耗量已经高达 石油总消耗量的1 3 以上。由此推算，在未来的2 0 年，汽车行业将成为石油最大的 消耗部门，而3 0 年后汽车行业对石油的消耗量将达到总消耗量的8 0 以上。 同时，随着汽车保有量的增加，汽车尾气对全球大气环境的污染也日益严重。 有关研究结果表明，各类机动车辆排气污染已占城市大气污染物的7 0 以上，其中 排放的一氧化碳对空气污染的分担率约为8 0 ，氮的氧化气体约为4 0 ，成为影响 城市居民生活质量的重要污染源。根据国家环保中心预测，2 0 1 0 年汽车尾气排放 量将占空气污染源的6 4 。如果进一步使用传统内燃机技术发展汽车工业，必将给 我国能源安全和环境保护造成巨大压力；由于传统汽车很难从根本上解决汽车排 气污染和能源问题，因此开发低尾气排量、低能耗的新型汽车成为当今各国政府 和汽车界的紧迫任务。而电动汽车作为无尾气污染、低能耗的交通工具，具有很大 的优越性。 世界各国从2 0 世纪8 0 年代开始，掀起了大规模的开发电动汽车的高潮。电 动汽车的出现，将会大幅度带动充电电源技术的发展。但电动汽车的市场化一直 受到一些关键技术的困扰。目前电动汽车难以得到普及的原因之一就是缺乏合理 的确保电动汽车电池组安全、高效、用户友好、牢固的充电技术。电动汽车电池 充电是电动汽车投入市场前，必须解决的关键技术之一。因此，研制适合电动汽 车的充电电源势在必行【l j 。 1 2 电动汽车充电电源及其并联均流的研究现状 1 2 1 充电方式介绍 电动汽车电池充电一般采用两种基本方法：接触式充电和感应耦合式充电。 美国汽车工程协会根据系统要求，制定了相应的标准。其中，针对电动汽车的充 电器，制定了s a e j 1 7 7 2 和s a e j 1 7 7 3 两种充电标准，分别对应于接触式充电方 式和感应耦合充电方式。电动汽车充电系统制造商在设计研制及生产电动汽车充 电器中，必须符合这些标准【2 1 。 感应充电是一种利用电磁感应原理通过非接触的耦合方式进行能量传递的新 型充电方式。它的出现弥补了传统传导充电的不足，且具有安全性好，适应性强 和操作方便等优点，易于实现自动充电。感应充电技术目前主要用于电动汽车， 且在大型移动机电设备、无缆机器人等其他多领域也有着广泛的应用前景。 感应充电技术就是将传统变压器的感应耦合磁路分成两部分，初、次级绕组分 别绕在不同的磁性结构上，实现在电源和负载单元之间不需要物理连接进行的能 量耦合。 感应充电系统结构如图1 1 所示， a c 厂 整流 高频 滤波 逆变 扁 高频 整流 图1 - 1 感应充电系统 f i g 1 - 1 i n d u c t i v ec h a r g i n gs y s t e m 交流电经过整流滤波之后通过高频逆变单元逆变成高频交流电，然后通过感 应耦合器把交流电由感应耦合初级耦合到次级，经过整流滤波后变换为直流，为 电池充电。充电过程中电池的电压，电流以及温度等信息经过相应的传感器采集 后以无线方式传输给耦合器初级的控制单元，以实现反馈控制。 但是感应充电技术存在一些难点，比如感应耦合器是感应充电系统的关键部 分，也是难点，还有反馈信号的传输需要用无线传输【3 】。 接触式充电也叫传导式充电，采用传统的接触器，使用者把充电源接头连接 到汽车上。这种方式的缺陷是：会因多次插拔操作，引起机械磨损，导致接触松 动，不能有效传输电能。 2 1 2 2 充电控制策略的研究现状 目前，电动汽车充电电源的控制策略也有多种，一般来说，常规充电有以下4 种：恒压充电法，恒流充电法，阶段充电法，脉冲充电法。另外，还有较复杂的 快速充电技术，比如脉冲式充电法，变电流间歇充电法，变电压间歇充电法等。 目前比较常用的是阶段充电法。 阶段充电法 阶段充电法采用恒电流和恒电压相结合的快速充电方法。如图1 - 2 所示，首 先，以恒电流充电至预定的电压值，然后，改为恒电压完成剩余的充电。一般两 阶段之间的转换电压就是第二阶段的恒电压。 为了能够最大限度地加快电池的化学反应速度，缩短电池达到满充状态的时 间，同时，保证电池正负极板的极化现象尽量地少或轻，提高电池使用效率，阶 段快速充电技术近年来得到了迅速发展【4 】。 0 图1 - 2 阶段充电曲线 f i g 1 - 2c h a r g eb l o c k 1 2 3 充电电源发展概况【3 0 】 t 目前，常用的充电电源主要有以下三种相控电源、线性电源、开关电源。 相控电源是较传统的电源，以晶闸管作为功率开关器件，它将市电经过整流 滤波后输出直流，通过改变晶闸管的导通相位角来控制整流器的输出电压。相控 电源所使用的变压器为工频变压器，其体积庞大，由此造成相控电源本身体积庞 大。而且该类电源的动态响应差，功率因数低，谐波污染严重。目前相控电源已 经有逐步被淘汰的趋势。 线性电源是另一种常见的电源，它是串联调整管可以连续控制的线性稳压电 源。线性电源的功率调整管总是工作在放大区，通过的电流是连续的。由于调整 管上的损耗功率较大，所以需要采用大功率调整管并需装配体积很大的散热器。 3 开关电源发展历史比较短，但具有体积小，动态响应快，效率高等特点，今 年来得到广泛研究与关注，特别在通信，电力等领域中得到了较普遍的应用。开 关电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关管的占空比来调整输出电压。 近几年，随着新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软 件不断出现并应用到开关电源上，国内外开关电源技术已经有了长足的进展。综 合起来，开关电源的技术追求和技术发展可以概括为以下几个方面： ( 1 ) 高频化：开关电源的体积、重量主要是由储能元件( 磁性元件和电容) 决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在 一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸， 而且还能抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展 方向。 ( 2 ) 软开关技术：为提高变换器的变换效率，各种软开关技术应运而生，具 有代表性的是无源开关技术和有源开关技术，主要包括z v s z c s ( 零电压开关 零电流开关) 谐振、准谐振、z v s z c s p w m ( 零电压零电流脉冲脉宽调制技术) 以及无源无损软开关技术、有源软开关技术等。采用软开关技术可以有效地降低 开关损耗和开关应力，有助于变换器变换效率的提高，而效率的提高降低了整机 的温升，增加了开关电源的可靠性。 ( 3 ) 功率因数校正技术( p f c ) ：目前p f c 技术主要分为有源p f c 技术和无 源p f c 技术两大类。采用p f c 技术可提高a c d c 变换的输入功率因数，减少开 关电源对电网的谐波污染。 ( 4 ) 多模块并联均流技术：大功率产品出于提高可靠性与扩展功率的目的， 一般采用多模块冗余并联均流的措施，详细论述请见本文1 2 4 内容。 1 2 4 充电电源并联均流的研究现状【5 】 1 8 1 目前充电电源模块化、大容量化已经成为其发展方向，模块并联是其实现大 容量化的一个主要方法，但也随之带来了并联后的均流问题。目前均流方法主要 分硬件均流与软件均流。 硬件并联均流方案主要有改变输出内阻法，主从控制法，外部控制器法，平 均电流自动均流法，最大电流自动均流法，热力自动均流法等。 输出阻抗法 输出阻抗法，有的文献也称为电压调整率法是根据电流反馈，调节开关变换 器的外特性倾斜度，即调节模块的输出阻抗，以达到并联模块均流的目的。图1 3 表示用调节输出阻抗的方法来实现近似均流的一个例子。 4 图l - 3 输出阻抗法 f i g 1 3o u t p u tr e s i s t a n c ec o n t r o l 图1 3 中尺。为模块电流的检测电阻，电流信号经过电流放大器输出( o 5 v 电 压) ，与模块输出输出的反馈电压以综合加到电压放大器的输入端。这个综合信号 电压与基准电压吃，比较后，其误差经过放大得到输出4 ，控制脉宽调制器及驱动 器，用以自动调节模块的输出电压。当某模块电流增加得多，攻上升，4 下降，使 该模块的输出电压随着下降，即外特性曲线向下倾斜( 输出阻抗增大) ，接近其他 模块外特性，使其他模块电流增大，实现近似均流。但该模块的电压调整率却变 差了。这个方法是最简单实现均流的方法，本质上属于开环控制，在小电流时电 流分配特性差，大电流时分配特性好一些，但仍是不均衡的。其缺点是降低了电 源输出的稳压特性，即以牺牲电路的技术指标来完成均流，不能用在电压调整率 要求较高的电源系统中。 主从控制法 主从控制法是在并联的n 个电源模块中，人为指定其中一个为主模块，而其 余各模块跟从主模块分配电流，称为从模块。适用于具有电压外环，电流内环的 双闭环控制系统中。图1 4 给出了主从控制法控制原理示意图。 输翻反 图l _ 4 主从控制法 f i g 1 - 4 m a s t e r - s l a v ec o n t r o l 5 图1 4 中主模块基准电压和输出反馈电压信号经电压误差放大器后，得到误差 电压，它是主模块的电流基准，与主模块的电流反馈信号比较后，产生控制电压， 控制脉宽调制器和驱动器工作。各个从模块的电压误差放大器接成跟随器的形式， 主模块的电压误差信号输入个跟随器，于是跟随器输出信号均为主模块的输出信 号，因此各个从模块的电流基本与主模块电流一致，从而实现了均流。 这个方法的主要缺点是：一旦主模块出现故障，则整个系统崩溃；主从模块 必须有通信联系，使系统复杂；电压环工作频带宽，易受噪声干扰。 平均电流自动均流法 应用平均电流自动均流法，要求各并联模块的电流放大器输出端，通过一个 电阻r ，接到一条公用母线上，称为均流母线。图1 5 画出了平均电流自动均流法 的控制电路原理图。 均 流 姆 线 “ 图l - 5 平均电流自动均流法 f i g i - 5c u r r e n t a v e r a g ec o n t r o l 图1 5 中，电压放大器输入为和反馈电压以，是基准电压k 和均流控制 电压形的综合，它与以进行比较放大后，产生圪，控制p w m 及驱动器。k 为电 流放大器的输出信号，与模块负载电流成比例，k 为母线电压。当有两个模块并 联时，可得下式： ( k i 一圪) 尺4 - ( k ：一v b ) r = 0( 1 - 1 ) 即母线电压是k 和k ，的平均值，也代表了两个模块输出电流的平均值。k 和k 之 差代表均流误差，通过调整放大器输出一个调整用的电压形。当k = k 时，形= o ， 表明此时已实现均流。当r 上有电压时，此时基准电压将按= 圪形修正，相当 于通过调整放大器改变，以达到均流的目的。 平均电流自动均流法可以精确的实现均流，但具体应用时，当均流母线短路 或接在母线上的任一模块不能工作时，母线电压下降，导致各模块电压下调，可 能造成故障。而当某一模块电流上升至极限时，该模块的k 大幅增大，也会导致 6 其他的输出电压自动向下调节。 最大电流均流法 这是一种自动设定主模块和从模块的方法，即在n 个并联模块中，输出电流 最大的模块，将自动成为主模块，而其余的模块则为从模块，他们的电压误差一 次被整定，以校正负载电流分配的不均衡，又称为自动主从控制法。 在图中若a b 两点间的电阻用一个二极管代替，这时均流母线上的电压k 反 映的是各并联模块的k 中的最大值。由于二极管的单向性，只有对电流最大的模 块，二极管才导通，a 点方能通过它与均流母线相连。设正常情况下，各模块分配 电流是均衡的，如果某个模块电流突然增大，成为所有并联模块中最大的一个， 于是k 上升，该模块自动成为主模块，其他各模块为从模块，由前所述可知，此 时圪：巧m 双，而各从模块的k 与( 即k 一) 比较，通过调整放大器调整基准电 压，自动实现均流。 均流 母线 图l 石最大电流均流法 f i g 1 - 6 m a x i m u mc u r r e n tc o n t r o l 在上述各个均流方案中，均流效果较好的，使用较为广泛的是最大电流均流 法，可以使用专用的均流芯片u c 3 9 0 2 或者u c 3 9 0 7 进行均流。但是硬件均流也有 其缺点，其扩容较为麻烦，系统建立后均流方案不好改变等。而软件均流方案在 扩容，成本及方案改变、升级等方面有很大优势较也越来越多的在实际应用中使 用。 1 3 论文的主要研究工作 在本论文中，本文针对北京公交运行的电动汽车，为其地面充电站设计大功 率的充电电源，受器件应力等因素影响，采用几个小模块并联的方案完成了大功 率充电电源的设计。本文的研究内容主要包括以下几项： 1 、电源模块的设计 本文首先分析了目前比较常用的充电电源拓扑结构，总结各自的特点，最后确 定了主电路拓扑，在此基础上完成了电源模块主电路的参数设计，并设计了控制 7 电路及模块软件。 2 、均流方案设计 在完成了电源模块的设计后，对并联均流方案进行了讨论，分析了各自的特点， 最后确定了采用基于c a n 总线的软件均流方案。 3 、实验 在完成了整个系统的设计后对电源模块及整个电源系统进行了实验，测得了电 源各个指标，并对测得的数均进行了分析。实验结果论证了方案的可行性。 2 充电电源模块设计 2 1 充电电源模块主电路设计 2 1 1 主电路拓扑方案选择 按照充电机的安装位置，可以将充电机分为车载充电机和地面充电机。车载充 电机【6 】安装于纯电动汽车上，通过插头和电缆与交流插座连接，因此也可以称之为 交流充电机。车载充电机的优点是在蓄电池需要充电的任何时候，只要有可用的 供电插座，就可以进行充电【6 】，其缺点则是受车上空间所限，因而功率处理能力有 限，只能提供小电流慢速充电，充电时间一般较长。地面充电机一般安装于固定 的地点，已事先做好输入电源的连接工作，而直流输出端与需要充电的纯电动汽 车相连接，所以也可以称之为直流充电机。地面充电机可以提供多达上百千瓦的 功率处理能力，可以对纯电动汽车进行快速充电。地面充电机也是纯电动公交充 电系统适宜采用的充电机形式。 充电机通常由功率转换单元和执行充电过程控制的控制器组成【7 1 。对于充电机 功率转换单元的研究，主要方向就是研究各种电路拓扑的特性，选择既适合于动 力电池充电使用，又满足高频化、高效率、高功率密度等要求的电路拓扑，并对 其工程化实现问题进行研究。 适合在充电站使用的大功率传导式地面充电机，基本上是采用三相交流电源 作为输入电源，因而其功率转换单元本质上是一个a c d c 变换器。早期的大功率 传导式地面充电机基于相控整流技术，使用晶闸管作为功率器件，除了采用普通 的三相整流技术构成充电机外，还发展了多脉波充电机等，如微机控制的1 2 脉波 充电机捧】。相控整流充电机具有体积笨重、功率因数低、谐波污染大等缺点，随着 高频电力电子技术的发展，新型高频充电机迅速取代了相控整流充电机。 高频充电机主电路的基本构成，一般包括二极管整流桥、l c 滤波环节、d c d c 变换器等部分【9 j 。在这种高输入电压、大输出功率的应用场合，绝缘栅双极晶体管 ( i g b t ) 是最合适的功率半导体器件，而隔离型d c d c 变换器拓扑是最合适的 电路拓扑，包括硬开关p w m 变换器、串联并联谐振变换器、双有源桥式变换器 ( d a b ) 、移相式全桥变换器掣1 0 】。硬开关p w m 变换器的主电路结构和控制方法 都较为简单，磁性器件( 隔离变压器、输出滤波电感) 不但体积较小，而且设计 和制作都较容易，从而成为大功率传导式地面充电机技术最成熟、应用最多的拓 扑。但它也存在着开关频率低、噪声大等缺点【1 0 1 。串联并联谐振变换器是一种负 9 载谐振型变换器，原边电流为正弦波形，开关器件可以获得软开关条件，无需输 出滤波电感或所需滤波电感较小。另一方面，谐振变换器需要使用较大的谐振电 感，该谐振电感不但需要传递所有的输出功率，而且还要处理额外的无功功率， 而无功功率的等级通常是输出功率的3 倍。而且，谐振变换器需要使用相对比较 复杂的调频控制方式【l 们。双有源桥式变换器最初用于高压、大功率、高功率密度 的d c - d c 变换器中，具有能量可以双向流动、输出既可升压又可降压、所有开关 器件可以实现z v s 等优点，但同时也存在使用开关器件过多、变压器体积较大、 循环能量较大、输出电流纹波较大、轻载时丢失软开关条件等缺点【1 0 1 。移相式全 桥z v s 变换器充分利用了变压器的漏感和开关器件的寄生电容，使得开关器件可 以获得z v s 条件，控制方法也较为简单，从而在使用功率m o s f e t 器件的应用中 获得了一定的应用。但该拓扑也存在循环能量较大、轻载时易丢失z v s 条件等缺 点【1 0 1 。 综上，本文选择了全桥型变换器作为d c d c 变换器部分。设计最大输出电压 5 0 0 v ，最大输出电流5 0 a ，最大输出功率为2 5 k w 。全桥变换电路拓扑是电源技术 中最常用的电路拓扑之一，也是中大功率电源的首选拓扑，其功率开关器件电压， 电流额定值较小，功率变压器利用率高等优点明显。加上前后的整流、滤波电路， 本文的主电路如图2 1 所示： 图2 1 充电电源模块主电路拓扑 f i g 2 1t o p o l o g yo fc h a r g e r sm a i nc i r c u i t 1 0 在充电机主电路的最前端，是快速熔断器、交流接触器和预充电电阻。预充 电电阻在上电初期限制直流母线电容的充电电流，避免过度冲击，而在正常工作 时由交流接触器将预充电电阻旁路。经过三相二极管整流桥和l c 滤波后，i g b t 全桥逆变，经过高频变压器后，到达副边二极管不控整流，然后再通过l c 滤波后 输出，通过改变i g b t 的导通时间来达到改变输出的目的。 2 1 2 输入滤波电容设计1 1 】 在充电机设计过程中，c i n 的选择是比较关键的，( 1 ) c i n 如果太小，直流电 压v i n 的脉动就会比较大，为了得到所要求的输出电压，需要过大的占空比调节 范围和过高的控制闭环增益；同时，直流电压v i n 的最小值v l l l i n ，也会比较小， 要求高频变压器的原副边匝比变小，导致开关管的电流增大，输出整流二极管的 反向电压增大。( 2 ) c i n 如果太大，其充电电流脉冲宽度变窄，幅值增高，导致 输入功率因数降低，e m i 增加，过高的输入电流( 有效值) 使得输入整流管和滤 波电容的损耗增加；同时，电容过大，成本也会增加。对于输入滤波电容c ，的设 计，一般而言，下述的经验算法比较合理，在最低输入交流电时，整流滤波后的 直流电压的脉动值v p p 是最低输入交流电压的1 0 左右，采用经验公式进行设计， 首先： 线电压有效值e rr a i n 夕p ( m a x ) 即3 8 0 ( 1 1 0 ) ：3 4 2 v - - , 4 1 8 v 线电压峰值厩吖m i nj 压v i i e ( m a x ) 即4 8 3 6 6 v 。5 9 1 1 4 v 整流滤波后直流电压的最大脉动值为低交流电压峰值的1 0 。 v p p = 压咖i n ) x l o = 4 8 3 v 每个周期中c ，需要提供的能量为( 效率设为9 0 ) 形：丝生：一w d o ” 3 5 0 r 1 5 0 r 则应满足 譬= 三叫陬封一 - 2 v l i n e t m i n ) - - v p p 罗 因此输入滤波串l 容容量为 ) ) ) 以 乏 o 2 z 2 ( ( ( 巳：忑下罢_ 二可4 1 6 7 1 x f l l 加= _ i ( 厩岫，) 2 一( 厩一场) 2 ( 2 - 4 ) 实际中要考虑工作环境温度对电解电容的电容量影响，还有电容发热和一些特殊 的测试要求直流母线电压等影响。最后经实验输入电容采用了6 只3 3 0 0 p f 4 5 0 v 电解电容，3 只一组并联，两组串联使用。输入滤波电容的总电容量 g = 3 3 0 0 x3 2 = 4 9 5 0 1 x f 。电容选取大一些，直流母线电压纹波较小，设备可靠 性高。 2 1 3 输入滤波电感设计 根据所选的输入滤波电容c ，输入滤波电感的最大设计值可以取 0 = 0 7 c ，( i t h ) = 0 7 x 4 9 5 0 = 3 4 6 5 p h ( 2 5 ) 考虑到实际应用中对功率因数没有太高的要求及电感体积等因素，结合实践经验 取输入滤波电容0 为5 0 0 “h 。 2 1 4 开关频率的选择 考虑到机器的输出功率较大，开关频率做的太高会使损耗过大，同时，考虑 到变压器磁芯的损耗，变压器体积，充电机工作噪声等原因，本电路取开关频率 z = 2 0 k h z 。即t = 5 0 u s ，死区按5 u s 计。 2 1 5i g b t 的选择 由前面讨论可知，变换器原边电压最大值。= 1 3 5 x 3 8 0 x ( 1 + 1 0 ) = 5 6 4 v ， 考虑到2 倍左右的裕量，可以选择耐压值为1 2 0 0 v 的i g b t 模块。耐压值确定后 要考虑电流值，变压器原边电流可通过如下公式计算 2 函e o 效率按9 0 算，得 j 。：土：一一! ：! ! ! ! ! ! 一：6 0 一。4 ，= 卫= 二：= 彳 圪m i n 7 71 3 5 x 3 8 0 x ( 1 1 0 ) x 0 9 “ 1 2 ( 2 6 ) ( 2 7 ) 但原边电流的峰值最高可能达到1 2 0 a 考虑到裕量和系统的散热及实践经验 选取i n f i n e o n 公司的f z 4 0 0 r 1 2 k s 4 型号的i g b t 模块，耐压值为1 2 0 0 v ，最大工 作电流为4 0 0 a ( 乃= 2 5 。c ) 。 2 1 6 高频变压器设计5 】 全桥变换器的电压增益为：m ：一v o ：一n 2 d y in 1 上式是不考虑开关管压降，副边整流二极管压降，输出电感压降等，得出的公式。 实际工程中，必须考虑。另外，为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电 流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原 副边变比应尽可能取的大一些。同时为了在输入电压范围内能够输出所要求的电 压，变压器的变比应按在输入电压玩。i 。最低时来选择。设副边最大占空比为o 8 ， 则可计算变压器副边最低电压： h ：坚生坐：5 0 0 + 2 x 1 5 + 1 ：6 3 0 v ( 2 - 8 ) d 哪。 o 8 。 其中，圪啪。是最大输出电压，是输出整流二极管的通态压降，d 。戤是最大占空 比，玩是输出滤波电感的直流压降。由于副边输出为2 组二极管不控整流串联， 所以，对于一组变压器来说，m i 。= 6 3 0 2 = 3 1 5 v 。 变压器原边最低电压：= 玩r a i n n = 4 6 1 1 = 4 6 0 v 其中，为开关管压降，取1 v 。 故变压器变比为，k = n 1 ：n 2 = 4 6 0 ：3 l5 = 1 4 6 。 所以将变压器原副边变比设定为4 ：3 ：3 。 2 1 7 副边整流二极管选择 根据变压器原副边的变比，副边最高电压为 矿：匕些兰丝：1 3 5 x 3 8 0 x ( l + 1 0 ) x 3 ：4 2 3 v( 2 9 ) l 4 考虑到两倍左右的余量，所以选择1 2 0 0 v 耐压的整流二极管。副边的最大工作电 流约为8 0 a 。我们选择了i x y s 公司生产的d s e l 2 x1 0 1 1 2 a 型快恢复二极管模块。 它在一个模块中封装了两个二极管。每个二极管耐压值为1 2 0 0 v ，平均工作电流 为9 1 a ，反向恢复时间4 0 n s 。考虑到散热条件和系统的可靠性，我们使用了8 个 二极管模块，组成二个串联全桥整流电路。 2 1 8 输出高频电感设计 在本充电系统的d c d c 全桥变换器中，原边交流方波电压经过高频变压器变 压和输出整流桥后，得到一个高频直流方波电压。从输出滤波侧来看，d c d c 全 桥变换器实际上类似于一个b u c k ，只不过其工作频率为开关频率的二倍。因此在 设计d c d c 全桥变换器的输出滤波电感和输出滤波电容时，可选用b u c k 变化器 的计算公式，只需将其开关频率变为2 倍即可。 在设计变换器的输出滤波电感时，要求输出滤波电感电流在某个最小电流 j 口( 一) 时还能够保持连续，那么输出滤波电感可按下式进行计算： 铲赢n 一克1 q 。1 在工程设计时，一般的经验算法是要求输出滤波电感电流的最大脉动量虬瓴 为最大输出电流的2 0 ，即在输出满载电流1 0 的条件下，输出滤波电感电流应 该保证连续。那么式中j 。( 。删) 可取1 0 l ( 哪x ) 。频率为开关频率的2 倍即4 0 k h z 。 所以 驴庑蒜n 一乒赢1 ：石忑娑熹五【1 一尊生一】籍4 3 4 6 出 2 4 0 1 0 3 1 0 5 0 。5 1 3 三2 2 1 1 。p 1 结合实际经验将电感量定为4 0 0 1 t h 。 2 1 9 输出滤波电容的设计 输出滤波电容的容量与电源对输出电压峰峰值形。的要求有关，由于实际中 所使用的电容并非理想电容，其可以等效为电阻r 与电感厶及电容c n 的串联，r 为等效串联电阻( e s r ) ，厶l 为等效串联电感( e s l ) 。在约3 0 0k h z 以下频率时厶 可忽略不计，输出纹波仅由足l 和c n 决定，而大多数情况下电容c n 造成的纹波电压 远比e s r 电阻r 造成的电压纹波小，所以通常是通过选择合适的足l 来满足输出电 压峰峰值k 。的，因此有 1 4 r = 等 ( 2 1 2 ) 不过电容厂家一般很少直接给出r 的值，从一些厂家的目录中可看出，对很大范 围内不同电压等级不同容值的常用铝电解电容，其r c 0 的值近似为常数为 5 0 一8 0 x 1 0 q f ，我们可以取其平均值6 5 x 1 0 - 6 f 来求解c n c o = 警2 ( 6 5 x 1 0 - * ) 艺划叫 协1 3 ) 考虑到实际情况可能略有偏差，为留有裕量，结合实践经验，选取1 2 只 4 7 0 胪4 5 0 v 的电容，每6 只并联后2 组串联，最后输出滤波电容值为 c o = 4 7 0 x 3 = 1 4 1 0 p f 。 2 1 1 0 隔直电容的选取 对于全桥电路来讲，在变压器原边串联隔直电容是为了解决磁通不平衡造成 的危害。磁通不平衡是由于变压器初级的伏秒数在两个1 2 周期内不平衡造成的， 当磁芯的磁通逐步远离磁化曲线原点时，变压器会进入饱和状态，使之无法承受 电压，造成开关管损坏。加入隔直电容后可以防止变压器直流偏磁，使其工作在 磁滞回线原点附近。 设隔直电容两端的电压变化量的峰一峰值以。= 3 0 v ，则隔直电容可以按照 下式计算： g 2 菇砖2 丽5 5 x 0 8 司6 - f ( 2 1 4 ) 其中，厶为变换器原边电流，d 。积为最大占空比，z 为变换器开关管的开关频率。 考虑到实际最大占空比可能达不到0 8 并结合实践经验，取c 6 为1 0 个2 2 胪的无 感电容并联得到，即c 6 = l o x 2 2 = 2 2 t f 。 2 1 1 l吸收回路的设计 图2 2 中示出了三种通用的i g b t 缓冲回路。缓冲电路a 是由一个无感电容并 联在正负母线之间。在小功率设计时，这种缓冲回路对抑制电压瞬变有很好的作 用，而且只用一个电容组成，成本很低。但随着功率等级的加大，这种缓冲回路 可能会和母线的寄生电感做减幅振荡。缓冲回路b 使用快恢复二极管解决了a 在 1 5 大功率应用中得振荡问题。这个二极管可以筘位瞬变电压，从而抑制振荡的发生。 缓冲电路b 的时间常数，应该设为开关周期得三分之一，既f = 1 3 t 。对于大功 率级别的i g b t ，回路电感太大，b 型电路无法有效的抑制电压瞬变。所以在大电 流应用中，常用到缓冲电路c 。这种吸收回路类似于b 型，只是具有较小得回路 电感。因为这种电路的直接联接在每个i g b t 的集电极和发射极。在功率非常大的 应用场合使用一个a 型吸收电路和一个c 型吸收电路的组合，这主要是抑制主缓 冲回路的寄生振荡。 jk ，上 tj jk 2 a bc 图2 - 2 吸收回路电路图 f i g 2 2c i r c u i td i a g r a mo fs n u b b e r 由于本系统功率较大，所以选用一个a 型吸收电路和一个c 型吸收电路的组 合作为i g b t 吸收回路。 1 6 2 2 控制系统硬件设计 本控制系统主要包括调节器电路、p w m 脉冲生成电路、驱动电路，检测电路， 信号调理电路，通信电路，还有一片c p l d ，以及单片机及其外围电路。图2 3 是 控制系统框图 图2 - 3 控制系统框图 f i g 2 - 3b l o c kd i a g r a mo fc o n t r o ls y s t e m 各部分功能如下： ( 1 ) 调节器，负责对给定信号和反馈信号进行p i 调节，输出一个0 - 5 v 的电 压信号控制脉冲发生电路的输出。 ( 2 ) p w m 脉冲发生电路，以s g l 5 2 5 为核心部分，根据调节器输出的电压信 号生成p w m 脉冲信号。 ( 3 ) 驱动电路，把p w m 脉冲放大用于驱动功率器件( i g b t ) 。 ( 4 ) 检测反馈电路，进行模拟量和开关量的采集，如电压、电流、温度以及 继电器的反馈信号等。 ( 5 ) 保护电路，包括保护信号的处理和保护逻辑的处理。 ( 6 ) 单片机系统，它是整个控制系统的核心部分，主要用来实现充电电源的 启动、电压电流的给定，以及停止和显示器、键盘、通信接口的控制。 ( 7 ) 通信电路，在电源模块并联使用时与主控制器进行通信。 2 2 1 调节器设计 从四十年代自动控制的诞生到现在，控制理论己由经典控制理论到现代控制 1 7 理论、智能控制理论等几个大的发展阶段。在经典控制理论中，p i 控制是最早发 展起来的控制策略之一，它不仅历史悠久，而且也是生命力最强的控制方式之一。 近些年来，尽管控制理论取得了突破性的进展，诞生了许多新的概念和设计方法。 但是，与自适应控制、模糊控制等现代控制方法相比p i 控制仍被在工程中广泛应 用。 p i 控制器之所以能够广泛、持久的得到应用是因为： ( 1 ) p i 控制器结构及设计方法简单，不需要太多的验前知识，十分适用于工 程应用。 ( 2 ) p i 控制器基本能够满足性能要求，并且p i 控制方案并不要求精确的数 学模型，鲁棒性强，即其控制品质对被控对象的变化不敏感。 ( 3 ) p i 控制器是广大工程技术人员所熟悉的，便于使用和调整。 ( 4 ) p i 控制器的少许改进往往会获得明显的效果。 因此，本次设计的控制系统采用了p i 调节器来实现对输出电压、输出电流的 控制。 模拟p i 在模拟系统中p i 调节器是一种线性调节器，其原理如图5 2 所示： 图2 _ 4p i 调节器原理图 f i g 2 - 4t h es c h e m a t i co f p ic o n t r o l l e r 根据虚短、虚断 厂 k = 识， t 瑙+ 告肛 代入，得 = 苦即百1j i v , 衍 其时域表达式为： v o ( 垆等即击畔疵 令k p = 罢，墨= r c l ，