（电力电子与电力传动专业论文）一种新颖的副边控制型dcdc半桥变换器的研究.pdf

r e s e a r c ho nan o v e lh a l f - b r i d g ed c d cc o n v e r t e r u s i n gs e c o n d a r y - s i d ec o n t r o l a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fp o w e re l e c t r o n i c sa n dt h en e e do fi n d u s t r ya n dl i f e ， t h et e c h n o l o g yo fs w i t c h i n gm o d ep o w e rs u p p l y ( s n i p s ) i sg r a d u a l l yb e i n gp e r f e c t s m a l la n dp o r t a b l ep e r f o r m a n c eh a sb e c o m et h et r e n do fs n i p s ，w h i c hh i g h l y d e p e n do l ls w i t c h i n gf r e q u e n c y s w i t c h i n gl o s sm u s tb er e d u c e di no r d e rt oi n c r e a s e s w i t c h i n gf r e q u e n c ya n dh e n c et h ee m c i e n 哆s o f t - s w i t c h i n gi st h e np r o p o s e dt o m e e tt h e s ed e m a n d s i nm e d i u ma n dh i g hp o w e rs m p s ，p h a s es h i f l m gc o n t r o l l e d z v sp w mf u l l - b r i d g ec o n v e r t e r ( p sz v sp w m f bc o n v e r t e r ) i so n eo fm o s ti d e a l w a y t oi m p l e m e n tp o w e rc o n v e r s i o n , f o ri t ss i m p l et o p o l o g ya n dc o n t r o l ，a sw e l la s c o n s t a n tf r e q u e n c y b u ti nt h i sc o n v g t t e r , z v si sd i f f i c u l tt ob ea c h i e v e df o rt h e l a g g i n gl e g i na d d i t i o n , p r i m a r yc u r r e n tc i r c u l a t e st h r o u g ht h es w i t c hd u r i n gt h e e n t i r ef r e e w h e e l i n gi n t e r v a l ，鲫仃f 6 n 醯培s i g n i f i c a n tc o n d u c t i o nl o s s e s an o v e lh a l f - b r i d g ed c d cc o n v e r t e ru s i n gs e c o n d a r y s i d ec o n t r o li s p r o p o s e di nt h i sp a p e r t oi m p r o v et h ep 耐o r m a n c eo f p sz v sp w mf bc o n v e r t e r i n t h i sc o n v e r t e r , s o f t s w i t c h i n gi sa c h i e v e df r o mn o l o a dt of u l ll o a d ，i nw h i c hz v si s a c h i e v e df o rp r i m a r ys w i t c h e s ，a n dz c si sa c h i e v e df o rs e c o n d a r ys w i t c h e s t h e f i l t e rr e q u i r e m e n t sa r es i g n i f i c a n t l yr e d u c e df o rt h es u p e r i o rf i l t e rw a v e f o r m s t h e p r i n c i p l ea n dc h a r a c t e r i s t i c so ft h ep r o p o s e dc o n v e r t e ri sa n a l y z e d , a n dv e r i f i e do na l o o w ( 1 2 w 8 4 ao u t p u t ) e x p e r i m e n t a lp r o t o t y p e ，a n de x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r e p r e s e n t e d k e y w o r d s ：s e c o n d a r y - s i d ec o n t r o l ，z v s ，z c s ，d c d cc o n v e r k e r 插图清单 图1 1 基本d c d c 变换器拓扑 图1 2 开关管开关时的电压和电流波形 图2 1 基本的全桥电路 图2 2 传统控制方式 图2 3 全桥变换器常用的三种控制方式。 图2 4 移相控制全桥零电压开关p w m 变换器的主电路和开关管驱动信号 图2 5 移相控制全桥零电压开关p w m 变换器的主要波形 图2 6 将谐振电感改为饱和电感的拓扑 图2 7 加入电感支路的拓扑 图2 8 加入电感谐振支路的拓扑 图2 9 加入可控辅助电路的拓扑 图2 1 0 利用超前桥臂雪崩击穿的拓扑 图2 1 1 控制时序 3 5 8 1 0 。1 1 。1 8 2 0 。2 0 2 l 。2 1 。2 2 图2 1 2 原边附加饱和电感和阻断电容的拓扑 图2 1 3 副边附加有源钳位的拓扑。 图2 1 4 带能量恢复缓冲电路的拓扑 图2 1 5 带改进的能量恢复缓冲电路的拓扑 图2 1 6 副边增加简单辅助电路的拓扑 图2 1 7 利用变压器辅助绕组的拓扑。 。2 3 。2 3 图2 1 8 利用耦合输出电感的拓扑2 4 图2 1 9 副边增加简单谐振电路的拓扑2 4 图2 2 0 利用耦合电感构成辅助电路的拓扑 图2 2 1 四管混合式d c d c 变换器主电路图 图2 2 2 四管混合式d c d c 变换器的主要波形2 6 图2 2 3 副边控制型混合式d c d c 变换器的主电路图2 7 图2 2 4 副边控制型混合式d c d c 变换器的理想波形2 7 图3 1 主电路结构 图3 2 工作波形 图3 3 各工作阶段的等效电路一 图3 4 变压器原边的电压和电流波形 图3 5 副边开关管电压、电流及驱动波形 3 5 图3 6 两种变换器的输出电压波形3 6 图4 1 主电路原理图3 7 图4 2u c 3 8 7 5 内部功能方框图与引脚图 4 5 图4 3 基于u c 3 8 7 5 的p w m 控制电路4 8 n 堪憾 图4 4 电压反馈与电流反馈电路 图4 5 驱动电路原理图5 0 图4 6 开关管过流保护电路 图5 1 实验波形 ! ；1 5 3 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写 过的研究成果，也不包含为获得 盒月b 王! 坐盔堂 或其他教育机构的学位或证书而使 用过的利料。与我一同t 作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示谢意。 学位沦文作者签名：丁莉 签字日期：2 甸年如彳口 i 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解盒月b 王些盍堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留 并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权金 胆工业盍堂町以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行榆索，可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者张j 荔 签字日期：2 高年j 月。日 导师签名 事q 扒 签字日期：7 年r 月五日 电话 邮编 致谢 在本人攻读硕士学位这段时间里，自始至终得到了我的导师杜少武教授的 悉心指导和无微不至的关怀照顾，无论从课程学习、论文选题，还是到收集资 料、论文成稿，都倾注了杜少老师的大量心血。在学术上，杜老师渊博的知识、 严谨的治学态度、求实的科学精神和精益求精的工作作风值得我认真学习；生 活中，杜老师开阔的胸怀、豁达的人生态度，平易近人、诲人不倦的良师风范 向我展示了为人的道德风尚；杜老师对我的谆谆教诲也将使我受益终生。在此 谨向恩师杜少武教授致以最诚挚的敬意和衷心的感谢。 在学习、科研和论文工作中，得到了我的师兄蒋劲松和同学韩斌、陈中、 张炜、张海云、陆源、郝欣等的大力帮助，感谢我的师弟师妹们在论文过程中 的帮助和启发，在此对他们表示由衷的感谢。这两年来，大家共同努力，互帮 互助，我们之间的珍贵情谊将是我一生的珍宝。 感谢我的家人，他们一直在背后支持和鼓励我，他们的支持和鼓励将是我 前进的动力。 感谢所有的同学给予的帮助。 作者：丁莉 2 0 0 7 年5 月 第一章绪论 电力电子技术是应用于电力领域的电子技术，它以利用大功率电子器件对 能量进行交换和控制为主要内容，是一门横跨电子、电力和自动控制的综合学 科。其包括电力电子器件、电力电子电路等基础学科，电力电子装置及系统则 是对上述基础学科的综合应用。从广义上说，凡是用半导体功率器件作为开关， 将电源形态转变成为另一种形态的主电路叫做开关变换器电路；转变时用自动 控制闭环稳定输出并有保护环节的称为开关电源。通常开关电源是对电能进行 交流一直流一交流一直流变换的电力电子装置，其核心部分是d c d c 变换器。 开关稳压电源已经广泛用于基础直流电源、交流电源、各种工业电源、通信电 源、( 飞机、舰船) 逆变电源、计算机电源、u p s 不间断电源、医疗和照明电源、 雷达高压电源、音响和视频电源等。它能把电网提供的强电和租电，变换成各 种电气设备和仪器所需要的高稳定度的精电和细电，形象的被称为现代电子设 备重要的“心脏供血系统”。2 0 世纪9 0 年代以来，随着高频功率变换技术飞速的 发展，开关稳压电源也有了很大的发展，出现了许多新型开关稳压电源，并朝 着小体积、高频率、高性能、高可靠性、低电磁干扰、低噪声、智能化、模块 化等方面发展。 i id c d c 变换器的基本手段和分类i l 7 1 将直流电能由一种不可控、纹波大的粗电形式转变为一种可控的、纹波小 的精电形式，或者从一个直流电压转变为另一个直流电压，并向负载供电的电 力电子装置即为直流一直流( d c ) 变换器，简称直流变换器。要实现d c d c 变换，大致有两种方法。最简单的方法只需串联一个电阻，这样负载电流完全 通过电阻，电阻上的损耗很大，从而降低了整个变换器的效率。其优点是结构 简单并且不涉及到变频的问题。另一种方法是用半导体功率器件作为开关，通 过控制开关导通的之间或开关转换的频率，使带有滤波器( l 、c ) 的负载电路 接通或断开，负载上即可得到另一个直流电压。由于开关管导通时两端电压很 低，而阻断时漏电流又很小，所效率要高很多，一般会在8 0 以上。 i i 1d c d c 变换器的基本手段 在一个周期瓦内，我们把开关管接通时间所占整个周期乃的比例称为 占空比d ，d = t o t , 。可见，占空比越大，负载上的电压就越高。i t , 称为开 关频率，开关频率越高，负载上的电压也越高。通过改变和乃即可改变占空 比的大小，从而调整输出电压。一般的说，非谐振开关变换器的调制方式分为 三类： 脉冲宽度调制( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) ，简称脉宽调制或p w m 。这种方 式采用恒定开关频率( 即恒定开关周期) ，而改变导通脉冲宽度，即改变或t o , t o 脉冲频率调制( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) ，简称频率调制p f m 。这种方 式是保持f o n 恒定，通过改变开关频率( 或开关周期) 来改变导通比。这种控制方 式要求滤波电路能适配较宽的频段。 混合调制方式，即p w m 和p f m 的混合，是开关频率和导通或关断时间都 改变的控制方式。 但普遍被采用的是脉宽调制工作方式，因为采用频率调制工作方式时易产 生谐波干扰，而且滤波器的设计也比较困难。 这类非谐振开关我们都称之为“硬开关”，因为开关的通断只和外加控制脉 冲有关，控制与本身流过的电流和两端所加的电压无关。因此，通常意义上的 p w m 开关变换器是以“硬开关”为主要特征的。 另一类开关称为软开关。凡用控制方法使开关在其两端电压为零时导通， 或使流过开关的电流为零使关断，这样的开关称为软开关。软开关开通、关断 损耗的理想值为零。由于开关损耗小，开关频率可提高到兆赫级，明显减小了 开关电源的体积和重量。软开关技术在后面将详细叙述。 1 1 2d c d c 变换器的分类 由上面的分析，可以看出，d c d c 变换器可分为p w m 式( 以硬开关为代 表) 、谐振式( 以软开关为代表) 以及他们的混合式。其中，每种方式从输入和 输出之间是否有变压器隔离，又可分为隔离式和非隔离式。每一类又有六种拓 扑：b u c k 、b o o s t 、b u c k - b o o s t 、c u k 、s e p i c 、z e t a 。因此d c d c 变换器的基本 电路是不胜枚举了。 1 基本d c d c 变换器拓扑 基本d c 册c 变换器拓扑主要包括b u c k 变换器、b o o s t 变换器、b u c k - b o o s t 变换器、c u k 变换器、s e p i c 变换器和z e t a 变换器等六种直流变换器，其中最基 本的两种电路是b u c k 变换器( 降压斩波变换器) 和b o o s t 变换器( 升压斩波变 换器) ，其余四种变换器则由它们派生而来。 图1 1 所示的是六种基本d c d c 变换器的电路结构图，其中图1 1 ( a ) 为 b u c k ( 降压) 变换器，其输出电压等于或小于输入电压，输出端有滤波电感， 所以在电感电流连续时其输出电流脉动小，但输入电流脉动大。图1 1 ( b ) 为 b o o s t ( 升压) 变换器，其输出电压高于输入电压，所用电力电子器件及元件和 b u c k 变换器相同，仅电路拓扑结构不同，其输入端有滤波电感，所以在电感电 流连续时其输入电流脉动小，适合于对输入电能进行功率因数校正。图1 1 ( c ) 为b u c k - b o o s t 变换器，其输出电压既可低于也可高于输入电压，主电路与b u c k 变换器和b o o s t 变换器的元器件相同，但与它们不同的是其输出电压的极性与 输入电压相反，并且其电感在电路的中部，所以其输入、输出电流的脉动均较 大。图1 1 ( d ) 为c u k 变换器，其输出电压也同样是既可低于也可高于输入电 2 压，而且输入、输出电压极性相反，不过其输入端和输出端均有电感，从而能 显著减小输入和输出电流的脉动。图1 1 ( e ) 为s e p i c 变换器，其输出电压既可 低于也可高于输入电压，但输入、输出电压极性相同，其输入端类似于b o o s t 变换器而输出端类似于b u c k b o o s t 变换器，所以其输入电流脉动小而输出电流 脉动大。图1 1 ( f ) 为z e t a 变换器，其输入、输出电压关系与s e p i c 变换器相同， 输入端类似于b u c k - b o o s t 变换器而输出端类似于b u c k 变换器，所以其输入电 流脉动大而输出电流脉动小。 ( a ) b u c k 变换器 s d 一 虼 + ( b ) b o o s t 变换器 + 虼 ( c ) b u c k b o o s t 变换器( d ) c u k 变换器 + 虼 + 圪 一 ( e ) s e p i c 变换器 ( f ) z e t a 变换器 图1 1 基本d c d c 变换器拓扑 2 由基本拓扑隔离、组合的电路 上面分析的d c d c 变换器，虽然可以完成直流电压的变换。但是，他们实 际上存在着转换功能上的局限性。如：输入输出不隔离，输入输出电压比或电 流比不能过大，以及不能实现多路输出等。隔离变压器的加入克服了这种局限 性。在b u c k 变换器中插入隔离变压器就形成了正激变换器( f o r w a r d ) ；相似的 b u c k - b o o s t 变换器中，将中间的电感改为插入隔离变压器就形成的反激变换器 ( f l y b a c k ) 。推挽变换器( p u s h p i l l lc o n v e r t e r ) 实际上可以看作两个正激变换器 的组合。在功率较大的场合，桥式变换器的运用也就越来越多，又包括半桥变 换器( h a l f - b r i d g ec o n v e r t e r ) 和全桥变换器( f u l l b r i d g ec o n v e r t e r ) 。新颖的副边 控制型d c d c 半桥变换器的原边就是半桥变换器。 1 2d c i ，c 变换器的性能指标嗍 d c d c 变换器主要的性能指标如下： 1 功率密度 2 效率 3 电磁兼容性( e m c ) 功率密度在d c d c 变换器的演变中发挥了重要的推动作用。微电子领域的 迅猛发展，电子产品的功率密度和性能也有了显著的改善。与此同时，d c d c 变换拓扑的研究也越来越热，但是却始终没有跟上微电子技术发展的步伐，电 源的体积和成本构成了实际运用中的瓶颈。 功率转换频率是一个相当重要的性能指标，特别是在太空设备和运用低电 压电池的设备的应用中有着更重要的意义。然而，更为关注的是变换器的效率 如何影响其功率密度。决定于总损耗和转换效率的散热机构是决定变换器功率 密度至关重要的决定因素。对于给定体积的变换器，其额定功率决定于作为热 量散发的这部分能量。因此，若给定最大耗散功率，效率为9 5 的变换器的额 定功率是效率为9 0 的2 倍，即功率密度也是它的2 倍。 d c d c 变换器在高频下对高电压和高电流进行变换，会对外界造成电磁干 扰( e m i ) ，这就会对变换器邻近的设备产生干扰。若变换器本身只产生较小的 e m i ，将不需要外加笨重的滤波器使其满足电磁兼容性的问题。 1 3 高频开关 d c d c 变换器中的主要储能元件( 如电感和电容) 、变压器等的体积主要 取决于开关频率的大小。因此，提高开关频率将有助于提高变换器的功率密度。 提高开关频率的又一大优点是：相对于较低的开关频率，采用高的开关频率可 以提高变换器的动态性能。但是，超过一定的值，半导体开关器件的开关损耗、 无源元件相对于频率的损耗将随着开关频率的增大更迅速的增大。散热设备的 体积将决定总体积的大小，此时总体积可能又开始随开关频率的增大而增大。 因此，为了更好的应用高频开关，有必要采用开关损耗较小的拓扑。增大e m i 是高频开关的另一个缺陷。随着开关频率的增加，为减小开关损耗，会产生很 大的d i d t ，d u d t 。若增加e m i 滤波器会影响功率密度的增加。 1 a 软开关技术i l 图1 2 是开关管开关过程中的电压和电流波形。由于开关管不是理想器件， 在开通时电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是 4 立即上升到负载电流，也有一个上升时间。因此在这段时间里，电流和电压有 一个交叠区，产生损耗，我们称之为开通损耗( t u r n - o nl o s s ) 。当开关管关断时， 开关管的电压不是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的 电流也不是立即下降到零，也有一个下降时间。在这段时间里，电流和电压也 有一个交叠区，产生损耗，我们称之为关断损耗( t u r n - o f f1 0 s s ) 。因此在开关管 开关工作时，要产生开通损耗和关断损耗，统称为开关损耗( s w i t c h i n gl o s s ) 。在 一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总的开关 损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就 越低。开关损耗的存在限制了变换器开关频率的提高，从而限制了变换器的小 型化和轻量化。开关管工作在硬开关时还会产生较高的硪也和咖魂，从而产 生大的电磁干扰( e l e c t r o m a g n e t i ci n t e r f e r e n c e ) 。 0 p h 0 献如斤。 铲鱼声 图1 2 开关管开关时的电压和电流波形 为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化。要提高开关频率，同时 提高变换器的变换效率，就必须减小开关损耗。减小开关损耗的途径就是实现 开关管的软开关( s o f ts w i t c h i n g ) ，因此软开关技术应运而生。 使开关开通前其两端电压为零，则开关开通时就不会产生损耗和噪声，这 种开通方式称为零电压开通，简称零电压开关( z e r o - v o l t a g es w i t c h i n g 简称 z v s ) ； 使开关关断前流过其电流为零，则开关关断时也不会产生损耗和噪声，这 种关断方式称为零电流关断，简称零电流开关。( z e r o - c u r r e n ts w i t c h i n g 简称 z c s ) 。 可用谐振的方法使开关管上的电压或电流为零。谐振分为串联谐振和并联 谐振。在开关电源电路中加的电压是直流电压。直流电压加在串联的l c 时， 电路中电流按正弦做无阻尼振荡，其频率就是电路的谐振频率或称振荡频率。 利用谐振现象，开关管两端的电压按正弦振荡，当电压振荡到零时，使开关管 导通，流过电流，即可实现零电压开通。同样，当流过开关管的电流振荡到零 时，使开关管关断，即可实现零电流关断。 利用谐振现象，使开关管上的电压或电流按正弦规律变化，以创造零电压 开通或零电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称为谐振变换器，包含 有串联谐振变换器和并联谐振变换器两种。如果在桥式变换器( 用谐振方式控 制) 中，桥的输出端为串联l c 网络，再接变压器原边绕组( 包括带副边整流 电路) ，称为串联谐振变换器。在桥式变换器串联l c 网络的电容两端并联变压 器原边绕组( 包括带副边整流电路) ，称为并联谐振变换器。 由于正向和反向l c 回路值不一样，即振荡频率不同，电流幅值也不同， 所有振荡不对称。一般正向正弦半波大于反向正弦半波，所以常称为准谐振。 无论串联l c 网络还是并联l c 网络都会产生准谐振。 利用准谐振现象，使开关管上的电压或电流按正弦规律变换，从而创造零 电压或零电流条件，以这种技术为主导的变换器称为准谐振变换器。在单端、 半桥或全球变换器中，利用寄生电感和电容( 如变压器漏感，开关管或整流管 的结电容等) 或外加谐振电感和电容，即可得到相应的准谐振变换器。 谐振回路、参数可以超过两个，例如三个或更多，称为多谐振变换器。 为保持输出电压不随输入电压的变化而变化，不随负载的变化而变化( 或 基本保持不变) ，谐振、准谐振和多谐振变换器主要靠调整开关频率，所以是调 频系统。调频系统不如p w m 开关那样容易控制，加上谐振、准谐振或多谐振 电路谐振电压或电流峰值高，开关应力大，因此目前研究的重点是零开关p w m 变换器和零转换p w m 变换器。 零开关p w m 变换器是指在准谐振变换器中，增加一个辅助开关控制的电 路，使变换器一周期内，一部分时间按z c s 或z v s 准谐振变换器工作，另一部 分时间按p w m 变换器工作。前者称z c s p w m 变换器，后者称z v s p w m 变 换器。这样，变换器既有电流过零( 或电压过零) 控制的软开关特点，又有p w m 恒频调宽的特点。这时谐振网络中的电感是与主开关串联的。 零转换p w m 变换器和零开关p w m 变换器并无本质上的差别，也是软开 关与p w m 的结合，只不过谐振网络与主开关是并联的。 1 5 本课题研究的意义和本文所做的主要工作 第一章：概述了d c d c 变换器的主要拓扑，d c d c 变换器的性能指标以 及软开关的基本理论，并介绍全文的主要内容； 第二章：从传统的控制方式出发，分析了全桥变换器的软开关特性。当输 出电压需要调节时，不能实现软开关，于是产生了移相控制方案。详细分析了 移相控制p w m 全桥电路的工作原理和软开关实现条件，以及该控制的优缺点。 针对缺点，概述了目前文献中对移相控制p w m 全桥电路的改进措施。最后提 出一种新的副边控制的思想，从另一个角度实现p w m 控制，进而实现输出电 压的控制。 6 第三章：详细阐述的副边控制型d c d c 半桥变换器的主电路结构和工作过 程，分析了副边控制型d c d c 半桥变换器实现软开关的特性； 第四章：根据副边控制型d c d c 半桥变换器的设计的性能指标，对变换器 的主电路参数进行了设计，选择了适当控制电路及保护电路，并对电路的参数 进行了计算； 第五章：给出实验波形，对本文工作进行小结并对未来作出了展望。 7 第二章移相控制p w m 变换器的软开关分析及其改进 在d c d c 变换器中，b u c k ，b o o s t ，b u c k - b o o s t ，c u k ，f o r w a r d 和f l y b a c k 等单管构成的电路一般应用于中小功率场合。而在中大功率场合，一般采用全 桥变换器。为了减小变换器的体积和重量，必须提高开关频率，这就要求实现 开关管的软开关，减小开关管的开关损耗。近年来，关于全桥变换器实现软开 关的研究很多。8 0 年代出现了谐振变换器，但是它需要采用频率调制方式，为 了在很宽的输入电压和负载变化范围内调节输出电压，开关频率范围很宽，输 出滤波器很难优化设计，而且开关管和谐振电感、谐振电容的电压和电流应力 较大。谐振变换器采用移相控制方式后实现了恒定频率控制，但是依然存在谐 振变换器的缺点。9 0 年代初出现了移相控制z v sp w m 全桥变换器，它利用变 压器的漏感和开关管的结电容实现零电压开关，拓扑及控制均简单，能恒频运 行，引起了很多学者的兴趣。该变换器的超前桥臂很容易实现z v s ，而滞后桥 臂实现z v s 比较困难。移相控制z v z c sp w m 全桥变换器实现了超前桥臂的 z v s 和滞后桥臂的z c s ，适用于选用i g b t 作为开关管的场合，同时还出现了 有限双极性控制方式，它同样可以实现一个桥臂的z v s ，另一个桥臂的z c s 。 2 1 传统控制方式下全桥变换器分析 图2 1 为基本的全桥电路结构图。s i s 4 的驱动信号如图2 2 所示，即斜对 角的两只开关管s l 、s 4 和s 2 、s 3 同时导通或关断，且每只开关管的导通时间为 开关周期的一半( 必须留出一定的逻辑延时时间，防止上下桥臂直通) 。即在占 空比为5 0 时，分析电路的工作状况。 c 1v d lc 3v d 3 c 2v d 2qv 0 4 v d m l v d 融 图2 1 基本的全桥电路 在图2 1 中，l 址是主变压器的漏感，c l c 4 是开关管s r s 4 的寄生电容。 当s 1 和s 4 导通时， v a b = ( + i ) v m ，当s l 和s 4 同时关断时，c 1 - 一c 4 限制了它们的 电压上升率，因此s 1 和s 4 是零电压关断的。四个开关管关断后，变压器漏感 h 与c l 屯发生谐振，给c l 和c 4 充电，c 2 和c 3 放电。当c 1 和c 4 的电压上升 到时，c 2 和c 3 的电压同时下降到零，s 2 和s 3 的反并二极管v d 2 和v d 3 导 通，此时开通s 2 和s 3 ，则s 2 和s 3 零电压开通。在a b 两点出现的就是占空比 为i 的交流方波电压。 由上面的分析可知，全桥电路在略小于5 0 占空比时，能够实现开关管的 软开关当然此时输出电压不能调节。 s l 、4 s 2 、3 v 柚 l l ， lli ；lll l 1 穗i朋 7 | | | | | j 图2 2 传统控制方式 当输出电压需要调节，占空比必须降低。s 2 和s 3 的反并二极管v d 2 和v d 3 导通时，不能立即开通s 2 和s 3 由于此时1 i _ b ；( 1 ) k 。，“在此负电压的作用下 很快下降到零，由于所有四只开关管都处于关断状态，它们的并联电容就会与 漏感产生谐振原边电流“反向增加，对c l 、c 4 放电，c 2 、c 3 放电。当s 2 和 s 3 开通时，其并联电容c 2 和c 3 的电压不为零，其电荷就直接通过开关管释放， 电容的能量全部消耗在s 2 和s 3 中，这时s 2 和s 3 就是硬开通。究其根本原因就 是：由于换相等待时间太长，变压器漏抗中储存的能量不能维持到后面开关管 开通时刻。因此在传统的控制方式( 双极性控制) 下出现t + i a l 或1 ，+ l 切换 方式，无法实现开关管的软开关，只能采用r c 或r c d 等有损缓冲电路来改善。 2 2p w m 全桥变换器的控制策略1 5 l 我们可以发现，只有当s l 和s 4 同时导通时，在a b 两点才能得到正的电压 脉冲( + 1 ) ，当s 2 和s 3 同时导通时，在a b 两点才能得到负的电压脉冲6 1 ) 。 因此只要保证斜对角的两只开关管的导通重叠时间不变，开关管的导通时间向 前增加和向后增加对于a b 两点电压没有任何影响。也就是说，在以下几种情 况下，a b 两点间均能得到与双极性控制相同电压波形：1 ) 保持s 3 和s 4 的导 通时间不变，将s l 和s 2 的导通时间向前增加一段时间或者增加到半个周期；2 ) s l 和s 2 的导通时间不变，将s 3 和s 4 的导通时间向后增加一段时间或者增加到 半个周期；3 ) 将s l 和s 2 的导通时间向前增加一段时间或者增加到半个周期， 同时将s 3 和s 4 的导通时间向后增加一段时间或者增加到半个周期。这样就得到 9 了文献 5 】中提出的9 种控制方式。其中方式6 为一些文献中所提出的有限双极 性控制，如图2 3 所示，方式9 就是目前最常用的控制方式移相控制方式， 如图2 3 ( c ) 所示。 由上面的分析可知，在变换器工作在约为5 0 时，开关管可以实现软开关； 当需要对输出电压进行控制时，开关管的电压就必定是硬开关。因此，要在实 现p w m 控制的同时能够实现开关管的软开关，斜对角的两个开关管不能同时 关断。即有限双极性和移相控制方式均有可能实现这一目标。若s t 和s 2 分别在 s 4 和s 3 之前关断，我们定义先关断的开关管s t 和s 2 组成的桥臂为超前桥臂， 后关断的开关管s 4 和s 3 组成的桥臂为滞后桥臂。下节将以移相控制方式为例， 考虑其超前臂、滞后臂实现零电压的情况，详细分析其软开关实现条件。 习厂 同。 司厂 同 司 厂 同 可厂 可厂 。 厂i 冈广 厂i ( a ) 双极性控制方式( b ) 有限双极性控制方式( c ) 移相控制方式 图2 3 全桥变换器常用的三种控制方式 2 3 移相控制零电压p w m 全桥电路分析 图2 4 是移相全桥零电压开关p w m 变换器的主电路图以及开关管的驱动信 号。图中，陆为输入直流电压，s t - s 4 为主开关管，d 1 d 4 分别为其反并联二极 管，c 1 c 4 分别为s l - s 4 的寄生电容或外接电容，l r 是谐振电感( 包括变压器的 漏感) 。 移相全桥电路的控制方式有几个特点： ( 1 ) 在一个开关周期乃内，每一个开关导通的时间都略小于r s 2 ，而关断 时间都略大于z 妮。 ( 2 ) 同一个半桥中，上下两个开关不能同时处于通态，每一个开关关断到 另一个开关开通都要经过一定的死区时间。 ( 3 ) 比较互为对角的两对开关s 1 s 4 和s 2 s 3 的驱动信号的波形，s 1 的波形 比s 4 超前0 r s 2 时间，而s 2 的波形比s 3 超前o 一砖2 时间，即s 1 和s 2 为超前 的桥臂，而称s 4 和s 3 为滞后的桥臂。 2 3 1 工作原理 图2 5 是移相控制全桥零电压开关p w m 变换器电路工作的主要波形。 1 0 在一个开关周期中，移相控制全桥零电压开关p w m 变换器有1 2 种工作状 态在分析之前，作如下假设： c 4v d =c v d 4 ( a ) 主电路 1 ) 2 ) 3 ) 4 ) v d r 4 l t 广广一 广 厂 广 ( b ) 开关管的驱动信号 图2 4 移相控制全桥零电压开关p w m 变换器的主电路和开关管驱动信号 所有开关管、二极管均为理想器件： 所有电感、电容和变压器均为理想器件； c l = c 2 = c 3 = c 4 = c r ； 0 三，行2 ，其中n 为变压器的原副边匝比 l 卞专 二 1 1 ， 。 ： ： 一- 2 | 旷v n f 。l r l； |。 。n = - = 1 2 1 1 。 | 一 一一 - | f f o 打f 2 f 3 “f 5f 6 打t e t g t l 0t 1 1打2 图2 5 移相控制全桥零电压开关p w m 变换器的主要波形 各开关状态的工作情况描述如下。 ( 1 ) 阶段0 ，【0 ，t o ，开关管s l 和s 4 导通。原边电流由电源正极经s l 、谐振电感k 、 变压器原边绕组再到s 4 ，最后回到电源负极。副边电流回路是：从副边绕组经 整流二极管v d r i 、输出滤波电感l f 、输出滤波电容c f 与负载r ，回到副边绕 组。 ( 2 ) 阶段l t t o ，t l 】，在t o 时刻关断s l ，原边电流从s l 中移到c 1 和c 2 支路中，给 c l 充电，同时给c 2 放电。由于有c l 和c 2 ，s l 是零电压关断。在这个时段里， 根据变压器的等值简化电路可知，谐振电感k 和滤波电感l f 折算到原边的电感 是串联的，而且l f 很大，因此可认为原边电流f 。近似不变，类似一个恒流源。 这样原边电流和电容c 1 、c 2 的电压为： ，、 一 k = i a t o j - ( 2 1 ) v c l ( ，) = 去， ( 2 2 ) v c ：( ) 2 一老 ( 2 3 ) 在t l 时刻，c 2 的电压下降到零，s 2 的反并联二极管d 2 自然导通，为s 2 在 零电压下导通做准备，从而结束开关模态1 。 该阶段的时间为： t 0 1 ：2 c ，, v m ( 2 4 ) ( 3 ) 阶段2 t 【f i ，t 2 ，d 2 导通后，开通s 2 。虽然这时候s 2 被开通，但s 2 并没有电 流流过，原边电流沿变压器原边、s 4 、由d 2 流通，电路进入环流阶段。由于是 在d 2 导通时开通s 2 ，所以s 2 是零电压开通。s i 的驱动信号和s 2 的驱动信号之 间的死区时间应有t d ( 1 e a d ) t 0 1 ，即： f d ( 圳 _ 2 c , z ( 2 5 ) 这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流，即： 蠡( f ) ：塑 ( 2 6 ) n 、 在如时刻，原边电流下降到1 2 。 ( 4 ) 阶段3 t t 2 ，t 3 ，在t 2 时刻，s 4 关断，原边电流由c 3 和c 4 两条路径提供，也 就是说，原边电流乞用来抽走c 3 上的电荷，同时又给c 4 充电。由于c 3 和c 4 的 存在，s 4 是零电压关断。此时v a b = v “，v a b 的极性自零变为负，变压器副边 绕组电势反相，整流二极管v d v a 开始导通，两个整流二极管同时导通，变压器 副边短路。这样变压器副边绕组电压为零，在理想变压器的假设下，忽略了励 磁电感，原边绕组电压也为零，v a b 直接加在谐振电感k 上。因此在这段时间 1 2 里实际上是谐振电感l r 和c 3 、c 4 在谐振工作，使c 4 充电，c 3 放电。 在这个时间段里有： 2 c r 昔2 昂 c 7 ) 三，鲁q ， k + k = ( 2 9 ) 初始条件： 飞如) = o ，o ：= x 2 解方程( 2 7 ) 、( 2 8 ) 、( 2 9 ) 并代入初始条件可得原边电流乇和电容c 3 、c 4 的电压分别为： 知= 1 2 c o sc o ( t t 2 ) ( 2 1 0 ) ( t ) = z p l 2 s i nc o ( t t 2 ) ( 2 1 1 ) v & ( f ) = 么一z p h $ i n c o ( t f 2 )( 2 1 2 ) 其中，乃= 巧而，国= l 面，。 假设谐振开始时谐振电感储能足够大，当在如时刻，当c 3 、c 4 完成充、放 电过程，即当c 3 电压谐振下降到零、c 4 电压上升到v , n ，d 3 自然导通( 为s 3 零 电压导通作准备) ，结束这一开关模态，阶段3 的持续时间为： t 2 3 ： s i n 一- 县3 ) = 一n1 一 f 2 1 3 1 z 。j2 、 。 ( 5 ) 阶段4 f 【t 3 ，f 4 】，在t 3 时刻，d 3 自然导通，将的电压钳位在零位，若此时开通 s 3 ，则s 3 为零电压开通。s 3 驱动信号和s 4 驱动信号之间的死区时间t d t 2 3 ，即： p 当s i n 一1 旦 (214)z 。 国ph 虽然s 3 此时已开通，但不并流过电流。谐振电感l r 的储能回馈给输入电源。 由于副边两个二极管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压 也为零，这样电源电压加在变压器漏感两端，原边电流线性下降，原边电流为： 昂o ) ：而( f ，) 一孕( f f ，) ( 2 1 5 ) 到t 4 时刻，原边电流从厶( 功下降到零，二极管d 2 和d 3 自然关断，s 2 和 s 3 中将流过电流，阶段4 的时间为： t 3 4 = l ，i p ( t 3 ) l ( 2 1 6 ) ( 6 ) 阶段5 t e t 4 ，t s ，在t 4 时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时 s 2 和s 3 为原边电流提供通路由于原边电流f p 仍不足以提供负载电流，负载电 流仍由两个整流管共同提供回路，因此原边绕组电压仍为零，加在谐振电感两 端电压是电源电压，原边电流反向增加。原边电流为： 狮) _ - 尝( f _ f 4 ) ( 2 1 7 ) 原边电流的反向线性增长，导致输出整流二极管v d r l 中电流线性下降而 ) r 2 中电流线性上升，在这个过程中应有仇+ j 吼：= i 巧。到t 5 时刻，原边电 流达到折算到原边的负载电流一i ”( ) i n 值，该开关模态结束。此时，整流管 v d 姒关断，v d r 2 流过全部负载电流。半个开关周期结束，开始下半个开关周 期。阶段5 的时间为： f 4 5 2 i 产二一 ( 2 1 8 ) f n 阶段6 t e 【t 5 ，t 6 ，在这段时间里，电源给负载供电，原边电流为： 易( f ) = 一主 三j 箬兰，_ o r s ) ( 2 t ， 在如时刻，s 2 关断，其工作情况类似与上述的半个周期，不再叙述。 2 3 2z v s 实现条件的研究 由以上分析可知，开关管是在其输出结电容作用下零电压关断的，因此其 在任何情况下都能实现零电压关断。而其零电压导通是通过线路中的电感与输 出结电容产生的谐振实现的。通常，通过谐振使同一桥臂上关断开关管的结电 容充电，使要导通的开关管的结电容放电，当电容放电过程结束后( 要导通开 关管两端电压降为零) ，给出导通管驱动信号，从而实现零电压导通。显然为了 实现零电压导通需满足两个条件：谐振电路本身( 参数与状态) 应保证能通 过谐振使导通管结电容完全放电；驱动信号必须在导通管结电容完全放电(