（电力电子与电力传动专业论文）单元串联型多电平高压变频器的研究与设计.pdf

r e s e a r c ha n dd e s i g no ft h ec e l ls e r i e sm u l t i l e v e lh i g h v o l t a g ef r e q u e n c yi n v e r t e r a b s t r a c t a tt h ep r e s e n tt i m e ，t h e r ea r et w op r i m a r yp r o b l e m sb l o c k e dt h e t e c h n o l o g yo f v a r i a b l ef r e q u e n c yv a r i a b l es p e e d ( v f v s ) a p p l y i n gf o rh i g h - v o l m g e ，g r e a t p o w e r a cd r i v e s y s t e mw i d e l yt h e ya r e ：1 ) i n o u rc o u n t r y , t h ev o l t a g e a p p l i e df o r g r e a t - p o w e re l e c t r o m o t o r s ( 2 2 0 k w ) i sh i g h ( 6 k v , 1 0 k v ) ，b u tt h es u s t a i n i n gv o l t a g eo f p o w e rd e v i c e si sl o w , s ot h e r ei sad i f f i c u l tp r o b l e mi nv o l t a g em a t c h i n g 2 ) t h e h i g h - v o l t a g e ，g r e a t p o w e rv f v si sv e r yd i f f i c u l t i tn e e dh i g hc o s t a n dh i g h t e c h n o l o g y , s ot h e r ei sad i f f i c u l tp r o b l e ma b o u te c o n o m i cb e n e f i t t h eh i g hv o l t a g e i n v e r t e rw i t hm u l t i l e v e lu n i t - c a s c a d e dc o n n e c t i o nw h i c hi sr e s e a r c h e di nt h i sp a p e r c a nr e s o l v et h et w o p r o b l e m sf i n e l y t h em a i nc o n t e n ti nt h i sp a p e ri s ： 1 、a n a l y z e ds o m eb a s i ct o p o l o g yo f h i g h - v o l t a g ec o n v e r t e r sa n dc o m p a r e dt h e i r e x c e l l e n c ea n dd e f e c t t h e n ，a c c o r dt oa c t u a ls i t u a t i o n ，t h er e s e a r c h i n gp r o j e c t 一t h e c e l ls e r i e sm u l t i - l e v e lh i g hv o l t a g e 行e q u e n c yi n v e r t e rw a sa s c e r t a i n e d 2 ) t h i sp a p e rc o m p l e t e dt h eh a r d w a r ed e s i g no fs y s t e m ，a d o p t e dc a r r i e r p h a s e s h i f t e ds p w mt e c h n i q u ea st h ec o n t r o lm e t h o d a tt h es a m et i m e ，t h et o u c h s c r e e nt e c h n i q u ew a sa d o p t e dt or e a l i z es o m ef u n c t i o no ft h ec o n v e r t e r sm o n i t o r i n g s y s t e m 3 1 c o m p l e t e dt h ed e s i g no fm u l t i - f i b e r s c o n n e c t i o nw i t hc p l dt e c h n i q u e a f t e rr e s e a r c h i n gt h en b e ra n dc p l d t h ec h i pe p m 7 0 6 4 l c 4 4 - 1 0w a su s e df o rt h e m u l t i f i b e r sc o n n e c t i o n s ot h em a s t e rs y s t e mc o nc o n t r o la l lu n i t si nh a r m o n y 4 ) t h e m a s t e r s y s t e ma d o p t e dt h ed o u b l ed s ps t r u c t u r e r e a l i z e d t h e c o m m u n i c a t i o no f t h e m 、树廿lc a n b u s s ot h em a s t e rs y s t e mc a nn o to n l yr e a l i z et h e d o u b l es e r i e sc o m m u n i c a t i o n ，b u ta l s og i v et h es y s t e mac a ni n t e r f a c e k e y w o r d s ：c e l ls e r i e s ，m u l t i - l e v e l ，c a r r i e dp h a s e - s h i f t e ds p w m ，f i b e r , c a n 插图清单 图2 1 普通双电平变频器逆变电路一4 图2 2 二极管钳位式三电平逆变器一5 图2 3 单相飞跨电容三电平逆变器一6 图2 4 单相飞跨电容五电平逆变器一6 图2 5 单元串联多电平变频器原理图7 图2 6 单元串联主电路结构8 图2 71 2 脉波整流电路9 图3 1 两单元串联示意图1 1 图3 2 载波水平相移p w m 调制原理图1 2 图3 3 自然采样二逻辑s p w m 调制一1 4 图3 4 实验系统硬件框图1 8 图3 5 主控系统基本结构框图1 8 图3 6 功率单元系统基本结构框图1 8 图3 7 功率单元主电路结构1 9 图3 8h c p l 3 1 6 j 的内部原理图2 4 图3 9h c p l 3 1 6 j 外部引脚图2 4 图3 1 0h c p l 3 1 6 j 驱动电路2 5 图3 1 15 5 5 正激驱动电源2 6 图4 1 触摸屏一显示器坐标示意图2 9 图4 2 触摸屏连接示意图3 0 图4 3 系统开机画面3 1 图4 4 系统主界面3 1 图4 5 功能设定界面3 2 图4 6p i d 调节窗口3 3 图4 7 参数设定界面 图4 8 故障显示界面 图4 9 安全等级设定界面 图5 14 8 5 传输线 图5 2 触摸屏与d s p 通信电路图 图5 3 查询应答周期3 9 图5 4d s p 串口通信流程图4 0 图5 6 光纤光线轨迹图4 3 图5 7 光纤收发器内部结构图4 3 图5 _ 8h f b r l 4 1 4 的驱动电路4 4 图5 9c p l d 控制功能示意图4 5 图5 1 0c p l d 软件流程图4 6 图5 1 1c p l d 内部逻辑图4 7 图5 1 2p c a 8 2 c 2 5 0 的内部结构图和外部引脚图4 8 图5 1 3 主控系统c a n 通信电路 图5 1 4c a n 通信流程图 弭 弘 ” 独创性声明 本人卢明所呈交的学位论文是小人存导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人己经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得 金月b 兰些太堂 或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。j 我一同工作的同志对本研究 所做的任何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名：参i l 奇 签字日期：劢“年月弓同 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解盒8 b 王些盔堂有关保留、使用学位论文的规定， 有权保翩并向崮家有关部i 1 或机构送交论文的复e | j 件和磁盘，允许论文被查阅 和借阅。本人授权金壁兰些太堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有，天 数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 f 保密的学位沦文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名 匆l 奇 签字日期：秒“年6 月弓日 学位论丈作者毕业后去向： 工作单位： 通讯地址： 狮签名旁莎久 签字日期：少吖年夥日 电话 邮编 致谢 攻读硕士研究生的三年，不仅是我增长知识的重要时期，更是我锻炼科研 能力、提高个人素质的重要阶段。在这三年中，众多的良师益友在学习上给我 的指导和帮助、在生活上给我的关怀和照顾以及在思想上给我的鞭策和促进， 将使我终生难忘。 衷心感谢我的导师苏建徽教授，正是因为苏老师的悉心指导和谆谆教诲， 我的研究生课题才得以顺利完成。苏老师渊博的知识，丰富的科研经验，不计 名利、兢兢业业的治学精神使我深受教益。他无私奉献的高贵品质和平易近人 的长者作风，使我在学习科学知识的同时也学会了做人的道理。值此论文完成 之际，谨向苏老师表示深深的谢意。 在完成此课题期间，本人也得到了能源所诸位老师的指导和启发，他们是 张国荣副教授、峁美琴教授、杜雪芳、刘翔、杜燕、张健、汪海宁老师等，同 时也得到了诸位同学的帮忙并提供了宝贵的建议，他们是吴敏、杨向真、潘江 洪、梁海涛、贺文涛、陈林、李桂臣、公平、马炎等。在这里，我也一并向他 们表示真诚的感谢! 尤其要感谢我的父母，没有他们对我多年的培养和全力的支持，我根本不 可能有今天的成绩。他们为我付出的实在太多，谨以本文表达对他们的一丝深 深谢意。 最后感谢所有曾经鼓励过我、帮助过我的人们。 作者：刘宁 2 0 0 6 年5 月 第一章绪论 1 1 现代电力电子技术的发展 1 9 世纪末2 0 世纪初，随着汞蒸汽、汞弧和真空电子管的发明，电力电子技 术得以发展起来。第一只固态整流管和第一只晶闸管的出现加速了由功率半导 体引发的这一发展，使得现在几乎所有的功率处理都可以通过电力电子技术来 实现。 在过去的一个世纪中，电力电子技术随着功率开关器件与变流器拓扑的发 展而发展。电力电子器件的发展经历了不控和半控器件、电流全控器件、电压 全控器件和功率集成电路等若干阶段。从最初的汞弧器件到目前的硅半导体器 件，器件的体积减小了3 到4 个数量级；大功率时的开关时间从毫秒级降到了 微秒级，低功率时甚至达到了纳秒级；工作频率从5 0 h z 增加到兆赫级：变流器 的功率水平从微伏安提高到几百兆伏安；封装与制造技术从单片微电子芯片制 造技术到高电压技术。而电力电子技术的发展方向，也从以低频技术处理问 题为主的传统电力电子学，向以高频技术处理问题为主的现代电力电子学方向 转变。同时，电力电子技术在许多新领域的应用也有了进一步的发展。 电力电子与电力传动技术的每一进步均立即得到实际应用，它们在改造传 统产业，发展高新技术和高效利用能源中具有极其重要的作用。电力电子技术 已经成为当今任何高新技术系统中不可缺少的关键技术之一，其应用领域几乎 涉及到国民经济的各个工业部门，它与数字及计算机控制技术的密切结合，已 迅速发展成为一个跨学科的高新技术。 但是，电力电子技术发展到今天也遇到了很多问题，主要有：能否全面贯 彻电磁兼容各项标准，能否大规模生产或快捷单件生产，能否组建大容量设备， 电气额定值能否更高或更低，能否外形更加小型化，外形适应使用场所要求等。 未来电力电子最大的挑战是怎样把电力电子设备普遍化、大众化、令电力电子 器件的设计标准化。 未来电力电子技术的发展方向为：电力电子器件将在大功率、易驱动和高 频化这三个方面继续发展，以期满足各种不同领域的要求，同时功率集成电路 进一步完善提高。各种电力电子设备将高频化、小体积化、超大规模集成化、 模块化。由于环境、能源、社会、高效化的要求，电力电子设备正向高性能化、 智能化、数字化、系统化及绿色化发展。未来电力电子的应用领域是：变频调 速、电力系统电力电子化、汽车电子、信息办公自动化、特种电源等。 1 _ 2 变频调速技术的发展现状 交流变频调速技术是当今节电、改善工艺流程以及提高产品质量的。种主 要手段。变频调速以其优异的调速和起动性能，高效率、高功率因数和节电效 果，适用范围广泛等诸多优点而被公认为是最有发展前途的调速方式在低压交 流电动机传动领域，变频调速技术已经获得广泛应用。 在过去的几十年里，变频调速技术发展非常快，主要表现在以下几个方面： 变频器采用的主回路拓扑结构、功率开关器件、数字信号处理器、控制策略均 获得了长足的进步；控制对象从异步电机到无刷直流、正弦同步电机，从磁阻 同步电机到伺服同步电机。变频调速技术的控制性能不断提升，在工业自动化 领域起着越来越重要的作用，并已渗透到国民经济的各个角落1 2 j 。 交流电机变频调速系统的种类很多，从6 0 年代提出的电压源型变频器开始， 相继发展了电流源型、脉宽调制型等各种变频器。交流电机变频调速系统的种 类很多，目前变频调速的主要方案有：交一交变频调速，交一直一交变频调速， 同步电动机自控式变频调速系统，正弦波脉宽调制( s p w m ) 变频调速，矢量 控制变频调速等 3 1 。这些变频调速技术的发展很大程度上依赖于大功率半导体 器件的制造水平。随着电力电子技术的发展，特别是可关断晶闸管g t o 、电力 晶体管g t r 、绝缘门极晶体管i g b t 及m o s 晶闸管m t c 等具有自关断能力的 全控功率元件的发展，再加上控制单元也从分离元件发展到大规模数字集成电 路及采用微机控制，从而使变频装置的快速性、可靠性及经济性不断提高。 目前，阻碍变频调速技术在高压大功率交流传动中推广应用的主要问题有 两个：一是我国大容量( 2 0 0 k w 以上) 电动机的供电电压高( 6 k v 、1 0 k v ) ， 而组成变频器的功率器件的耐压水平较低，造成电压匹配上的难题；二是高压 大功率变频调速系统技术含量高，难度大，成本也高，从而造成经济效益上的 难题【4 】。 1 3 本文的研究意义及主要研究内容 我国的各种工业中使用着大量的风机、水泵等有着节能潜力的控制对象， 特别是高压、大容量的设备，基本都采用高压电动机且为不可调速的恒速马达。 由于工艺要求的不同，有的设备在整个工艺控制中有5 0 以上为空载或者非常 低负荷下运行。这对能源是一种极大的浪费p 】。由于种种原因，变频器在高压 电动机上一直没有广泛应用。高压电动机利用高压变频器可以实现无级调速， 满足生产工艺过程对电动机调速控制的要求，高压变频器的应用对于提高产品 的产量和质量、大幅度地节约能源，降低生产成本有着重大意义。 由于市场上对高压、大容量变频器的需求量很大，而国内的生产能力还很 低下，因此开发高压变频器，推广应用高压变频器，是一种必然的趋势，有着 非常重大的现实意义和巨大的社会经济价值。 本文针对高压异步电动机变频调速系统设计了6 k v 4 0 0 k w 单元串联型多 电平高压变频器。全文共分6 章，是对相关研制工作的总结。内容概述如下： 第1 章：介绍了现代电力电子技术的发展及变频调速技术的发展现状，指 出本课题的研究意义。 第2 章：在分析比较了几种高压变频器的主电路拓扑结构的优缺点之后， 确定了本系统的设计方案单元串联型多电平高压变频器，并详细阐述了该 变频器的拓扑结构。 第3 章：采用载波相移s p w m 技术作为单元串联型多电平高压变频系统的 控制方法，并对其进行了简要的分析。同时，详细介绍了该变频系统的整体设 计方案。 第4 章：介绍变频监控子系统中触摸屏显示功能的实现。 第5 章：针对变频器各系统间的通讯给出了具体的设计方案。分为以下几 个方面进行介绍：监控系统与主控系统问的通信；主控系统与功率单元间的通 信；主控系统内部通信方案的设计。 第6 章：对本论文的工作进行简单的总结，并就今后的研究内容作出展望。 第二章单元串联型多电平高压变频器的拓扑结构 到目前为止，高压变频器还没有像低压变频器那样近乎统一的拓扑结构。 但近年来，各种高压变频器的不断出现推动着高压变频器向着高可靠性、低成 本、高输入功率因数、高效率、低输入输出谐波、低共模电压、低d v d t 等方向 发展6 】【7 l 。 2 1 普通双电平逆变器 如图2 1 所示，普通双电平逆变器拓扑结构比较简单。采用这种拓扑结构时， 为了获得大功率只能依靠器件的串并联来实现，而串并联将会带来一系列的问 题，如静态均压、动态均压、均流等。 图2 1 普通双电平变频器逆变电路 2 2 三电平电压源型逆变器 三电平电压源型逆变器的出现为高压大功率电压源型逆变器的研制开辟了 一条新思路。所谓三电平是指逆变器的交流侧每相输出电压相对于直流侧电压 有3 种取值的可能，即正端电压、负端电压和中点零电位【9 】【1 0 1 。与普通双电平 逆变器相比，它的输出相电压电平数由2 个增加到3 个，线电压电平数则由3 个增加到5 个，每个电平幅值相对降低，由整个直流母线电压变为一半的直流 母线电压，在同等开关频率的前提下，可使输出波形质量有较大的改善，输出 d u d t 也相对下降。三电平逆变器中较有代表性的两种拓扑结构是：二极管钳位 式和飞跨电容式。 ( 1 ) 二极管钳位式 三电平逆变器的主电路拓扑结构最早是由德国学者提出的，这种早期的拓 扑结构仅仅为了改善电压质量、降低电压谐波分量，而在二点式的基础上，在 中间直流回路增加了个零电平( 由反并联的2 个开关器件引出，并把零电平 引入到逆变回路) 。后来经过日本学者的发展，用功率二极管代替主开关管，并 4 利用中间的主开关器件把功率二极管引出的零电平加到输出端上，从而利用功 率二极管的钳位达到输出电位相对于中间直流回路有3 个值的目的。其结构如 图2 2 所示。图中，三电平逆变器每一相主开关管数与续流二极管数都为4 ，钳 位二极管数为2 ，电容数为2 ，平均每个主管承受正向电压为v 以【1 l 】。 图2 ，2 二极管钳位式三电平逆变器 采用的钳位二极管不但能达到引出中点电位的目的，而且使主管的耐压值 降低为中间直流回路电压的一半，从而使这种拓扑结构在高压应用场合成为可 能。同时，也可以解决功率开关器件耐压值较低与直流回路电压较高之间的矛 盾，并且用功率二极管代替开关器件可以降低逆变器的生产成本。由于这种拓 扑结构采用的是功率二极管钳位得到的中点电平，因此有人又称这种结构为中 点钳位式结构( 或二极管钳位式结构) 。 与传统的双电平拓扑结构相比较，中点钳位式三电平逆变器主要优点是： 能减少谐波和有效地降低开关频率，从而使系统损耗小；其电压上升率( d v d t ) 比双电平通用逆变器小，污染电气性能的电流上升率( d i d t ) 也随之减少，能 明显降低对电机绝缘性能的损害从而延长电机工作寿命；随着电平数的增加， 每个电平幅值相对降低，电压变化减少，主电路电流含有的脉动成分小，转矩 脉动和电磁噪声降低。因为与吸收电路有关的电路电压较小，所以流入吸收电 路的能量小，即发热量减少。缺点是：电容均压较为复杂和困难，均压措施导 致主电路或控制过程复杂。 ( 2 ) 电容钳位式 电容钳位式亦称之为飞跨电容式，最早是由t a m e y n a r d 和h f o e h 在1 9 9 2 年的p e s c 会议上提出的。图2 3 所示的单相飞跨电容三电平逆变器，c 3 为钳 位电容，直流分压电容c 1 = c 2 。 图2 3 单相飞跨电容三电平逆变器 飞跨电容三电平逆变器的优点是省去了大量的钳位二极管，开关方式灵活， 且对功率器件保护能力较强，既能控制有功功率又能控制无功功率。缺点是需 要大量的钳位电容，系统控制复杂，且存在直流分压电容电压不平衡的问题。 ( 3 ) 三电平逆变器的扩展方案分析 图2 4 单相e 跨电容五电平逆变器 以上两种三电平逆变器的概念还可扩展到多电平，例如图2 4 所示即为飞跨 电容式五电平逆变器，若要得到更多的电平数，例如n 电平，只需将直流分压 电容改为( n 1 ) 个，开关器件为2 ( n - 1 ) 个，以及钳位电容( n 一1 ) ( n 2 ) 2 个【3 】。飞跨电容式多电平逆变器的输出电压台阶数更多、波形更好，在相同器 件耐压条件下，可输出更高的交流电压。但是，其器件的数量和系统的复杂性 也将大大提高，在实际电路中较少应用。二极管钳位式多电平逆变器也存在同 样的问题。 另外，二极管钳位式逆交器和电容钳位式逆变器由于存在均压问题，比较 6 适合于无功调节，而在有功传递方面( 如电动机调速方面) 控制较难，需要实 旋额外的算法6 1 。 2 3 单元串联型多电平高压变频器 本设计采用的单元串联多电平高压变频器方案由美国罗宾康公司发明，该 种变频器对电网的谐波污染小、输入功率因数高、不必采用输入谐波滤波器和 功率因数补偿装置。其输出波形较好，不存在由谐波引起的电动机附加发热和 转矩脉动、噪声、输出d u d t 、共模电压等问题，可以使用普通的异步电动卡几【1 2 。 2 3 1 单冠帛联型主电路拓扑缕桷分析 擎元枣联多毫平交频嚣莱鞠若干令独立兹低嚣凌攀单元串联豹方式慕实现 高压输出。箕原理如图2 5 所示。 u 图2 ，5 单元串联多电平变频器原理图 6 k v 竣趱邀压等缓的交频嚣翡主电路拓扑缨构麴圈2 + 6 l “3 掰忝。魄阙电压 经遗二次翻多重亿静隔离变悉瓣降医嚣绘功率单元供逮，功率单元魏三稳输入、 单相输出的交一直- 交p w m 电聪源型逆变器结构，将相邻功率单元的输出端串接 起来，形成y 联结结构，实现变频变压的高压直接输出，供给高压电幼机。每 个功率单元分别由输入变压器的一组二次绕组供电，功率单元之间及变压器二 次绕组之间襁互绝缘。 7 人 图2 6 单元串联主电路结构 对于额定输出电压为6 k v 的变频器，每相由5 个额定电压为6 9 0 v 的功率 单元串联而成，输出相电压最高可达3 4 5 0 v ，线电压可达6 k v 左右。每个功率 单元承受全部的输出电流，但只提供1 5 的相电压和1 1 5 的输出功率。当每相 由3 个额定电压为4 8 0 v 的功率单元串联时，变频器输出额定电压为2 3 0 0 v ；当 每相由4 个额定电压为4 8 0 v 的功率单元串联时，变频器输出额定电压为3 3 0 0 v ： 当每相由5 个额定电压为4 8 0 v 的功率单元串联时，交频器输出额定电压为 4 1 6 0 v ；当每相由5 个额定电压为1 2 7 5 v 的功率单元串联时，变频器输出额定 电压为1 0 k v 左右。所以，单元的电压等级和串联数量决定变频器输出电压， 单元的电流额定值决定变频器输出电流。由于不是采用传统的器件串联的方式 来实现高压输出，而是采用整个功率单元串联，所以不存在器件串联引起的均 压问题。该变频器的一个发展方向就是采用额定电压较高的功率单元，比如额 定电压为1 2 7 5 v 的单元，单元内可采用3 3 0 0 v 的i g b t ，以达到在满足输入、 输出波形质量要求的前提下，尽量减少每相串联单元的个数，降低成本，提高 可靠性。 逆变器输出采用多电平移相式p w m 技术，同一相的功率单元输出相同幅值 和相位的基波电压，但串联各单元的载波之间互相错开一定电角度，实现多电 平p w m ，输出电压非常接近正弦波。输出电压、电流波形的每个电平台阶只有单 元直流母线电压大小，d u d t 很小，使得电动机绝缘不会受到影响。功率单元采 用较低的开关频率，以降低开关损耗，且可以不用浪涌吸收电路，提高变频器 的效率。由于采取多电平移相式p w m ，等效输出开关频率很高，且输出电平数增 加，可大大改善输出波形，降低输出谐波，谐波引起的电动机发热、噪声和转 矩脉动都大大降低。所以这种变频器对电动机没有特殊的要求，可用于普通的 高压电动机，也可用于旧电动机，且不必降额使用。由于输出d u d t 很低，不 会产生输出电缆较长时行波反射引起的浪涌电压增加而造成电动机绝缘破坏问 题，所以对变频器输出至电动机的电缆长度没有特殊限制。 功率单元与主控系统之间通过光纤进行通信，以解决强弱电之间的隔离问 题和干扰问题。功率单元采用模块化结构，所有的功率单元可以互换，维修也 比较方便，每个单元只有3 个输入、2 个输出漱气连接端和一个光纤插头与系统 连接，鼹隘袭率单元载黉换卡分方寝。采用功搴挚元耋魂旁路按术可蠖交频器 在功率攀元损棼匏祷凝下懿续运幸亍( 黪额运行) ，大大提高系统鹣可靠牲。若 采用冗余功率单元设计方案，即使在功率单元损坏的前提下，述能满载运行。 由于采用二极管整流电路，所以能量不能回馈电网，不能四象限逡行，主要应 用领域为风机和水泵。 慧之，对于繁分蔼豢浚毫深戆串联型多魄乎逆变器来说，娶获褥更多兹电 平其鬻将每耱爨串联靛鼙元逆交轿数蠢蔺等增热帮可。一毅二穰簧镱谴式、毫 容钳位式限于七或九电平，串联型结构因无二极管和电容的限制，电平数可较 大，适合更高电压，谐波禽量更少 6 1 。 2 3 2 多重化整流电路 瓣藿整流装置功攀豹灏大，荤元串联蘩多窀平褰蘧交簇器骥产生戆谐波、 无功功率等对电网的干扰识随之加大，为减轻整流装置对电潮鹩污染，可采用 多重化整流电路。本变频器采用的就是多重化联结的自换相整流电路。移相3 0 。的二蘑化联结构成的1 2 脉波整流电路如下图【3 】所示。 图2 71 2 脉波整流电路 图中，变压器二次绕组分别采用星型和三角形联结，构成相位相差3 0 。、 9 鞫 大小相等的两组电压，加到整流桥上。同样道理，利用变压器二次绕组接法的 不同，互相错丌2 0 。，可将三组桥构成串联三重化联结。但是，对于整流变压 器来说，采用星形三角形组合无法移相2 0 。，需采用延边三角形曲折接法。三 重化整流电压在每个电源周期内脉动1 8 次，是1 8 脉动的整流电路。其输入电 流中所含谐波更少，其次数为1 8 k 1 次。 作为一般规律，以m 个相位依次相差r , 3 m 的变压器绕组分别供电给m 个 三相整流桥就可以获得6 m 脉波整流电路，其网侧电流仅含6 m k - 4 - 1 次谐波，而 且各次谐波电流的有效值与其谐波次数成反比，而与基波电流有效值的比值是 谐波次数的倒数。虽然采用多重化联结的方法并不能提高位移因数。对于二极 管不可控整流电路而言，位移因数大于o 9 6 6 ，所以采用多重化( 1 8 脉波以上) 的二极管熬流电路，总的输入功率因数基本上可以保持在0 9 5 以上忡j 。 1 0 第三章单元串联型高压变频系统的控制方法及硬件设计 单元串联型高压变频器通过功率单元串联的形式输出高压，单元的串联使 得改善输出波形成为可能，同时也带来了如何分配各功率单元输出功率的问题。 这就需要一种合理的p w m 调制方法，既能使输出波形谐波最小，同时又可以 为各功率单元均匀分配输出功率。本系统采用的是载波水平相移s p w m 技术。 载波水平相移s p w m 技术可以在较低的开关频率下实现较高开关频率的效 果，使s p w m 技术应用于大功率场合成为可能，而且在提高装置容量的同时， 有效地减少输出谐波，提高整个装置的信号传输带宽i i3 1 。 3 1 单元串联多电平高压变频器的相移控制方法 3 1 1 载波相移s p w m 技术的基本原理 为了简单清晰地阐述移相p w m 调制的原理，图3 1 给出了两单元串联高压 变频器其中一相的串联示意图【1 3 1 。 图3 1 两单元串联示意图 a ： b ： 移相p w m 调制中的移相是指载波的垂直移位或水平移相，各载波调制的 信号波都是同一波形。通过载波的移相( 移位) ，能使输出波形电平数增加( 相 电压有2 r t + 1 种电平输出) ，同时还可使输出波形的等效开关频率达到单元开关 频率的2 n 倍，大大改善了输出波形( n 是串联功率单元数) 。按照载波移相( 移 位) 的方式不同，移相p w m 调制可分为两种：载波垂直移位p w m 调制和载 波水平移相p w m 调制。采用载波垂直移位p w m 调制时，当信号波幅值较小 时，就会出现只有部分功率单元调制的情况，也就是只有部分功率单元输出功 率的不利情况。因此，采用载波垂直移位p w m 调制还需要动态分配各功率单 元的输出功率，使得负载功率由每个功率单元共同均匀分担。本系统采用的是 水平移相p w m 调制。载波水平移相p w m 调制如图3 2 1 6 1 所示。 ”口口口口口口口口l 矿l 口口口口口口口口l 1 1 i 口 二 口口口口口d v 口口 二 口口口8 口d 图3 2 载波水平相移p g p r “调制原理图 图3 2 给出了载波水平移相p w m 调制的波形图，图中4 个载波调制同一信 号波，调制方法相同，都是：当信号波大于三角载波时，给出导通控制信号； 相反则给出关断控制信号。4 个载波中，用于驱动a i + 的载波和用于驱动a 2 + 的 载波分别是功率单元1 和2 的主载波，其中用于驱动a 2 上的载波滞后于用于驱 动a l + 的载波一定的电角度( 水平载波移相) ；用于驱动b l 。的载波是a 1 + 载波的 反相载波，同样的，用于驱动b 2 的载波是a 2 + 载波的反相载波。这样，就可以 在功率单元1 和2 的输出端a l b l 与a 2 8 2 产生三电平的s p w m 波，如图3 2 所 示。也可以只使用a 1 + 载波和a 2 + 载波进行调制，a l + 和a 2 + 的驱动同上，但这时 需要同时将信号波反相被a 1 + 载波和a 2 斗载波调制，得到的驱动信号分别驱动 b l + 与b 2 + ，这种调制方法也可以在a l b l 与a 2 8 2 上得到相同的三电平s p w m 波。 将a 1 b l 与a 2 8 2 上的输出波形相加就可以得到两单元串联变频器一相的输出波 形a l b 2 ，如图3 2 所示，这是一个5 电平的s p w m 波。 随着串联单元数的增加，输出的电平数和等效开关频率也将相应增加，输 出波形也会越接近正弦波。以上讨论的是相电压的情况，对于高压变频器，输 出通常是三相线电压，线电压输出的电平数比相电压更高( 3 倍取整) ，输出 波形更好。实际上，为了提高直流电压利用率，信号波可以采用其他非严格的 正弦波，比如叠加了3 次谐波的马鞍形波，虽然经过调制后的输出相电压p w m 波中含有3 次谐波，但三相的3 次谐波相位相同，合成线电压时，各相电压的3 次谐波相互抵消，线电压也更接近正弦波。 通过图3 2 可以看出，载波水平移相p w m 调制的本质是，对每个功率单元 进行s p w m 调制，通过载波的移相，使得每个功率单元输出的s p w m 脉冲相 位互相错开( 其基波相位相同) ，这样在叠加后，可以得到多电平输出，并使得 等效开关频率大大提高，改善了输出波形。采用移相p w m 调制之所以能够得 到这样好的效果，是因为在结构上多重化的效果。可以预见，如果在对每个功 率单元进行s p w m 调制时，各载波不移相，那么每个功率单元的输出的s p w m 波将是相同的，在叠加之后仅仅是p w m 脉冲的幅值增大了，电平数和等效开 关频率都不会增加。因此，载波移相是水平移相p w m 调制的关键所在。同时， 通过以上的分析可知，每个功率单元的输出都是基波相同的脉冲错开的s p w m 波，因此，在水平移相p w m 调制方式下，每个功率单元的输出功率是相同的， 不需要专门控制各功率单元的输出功率。 以上水平移相p w m 调制是在双极性调制的基础上讨论的，实际上，采用 单极性调制同样可以使每个功率单元输出三电平s p w m 波，只要使各载波错开 一定电角度，可以得到同样的水平移相p w m 调制效果。这里不作详细论述。 总之，无论是单极性的水平移相p w m 调制，还是双极性的水平移相p w m 调制，都可以充分利用单元串联的特点，提高等效开关频率，改善输出波形。 同时也保证了各功率单元的相同输出功率，对于单元串联型高压变频器来说， 是较为理想的p w m 调制。 3 1 2 载波相移s p w m 技术的数学分析 为了更好地说明在单元串联多电平高压变频系统中使用载波相移s p w m 技 术的优越性，我们将对其进行简要的数学分析。 m t _ 卜_ 囊入m 爪於 m 。p i 涔- - 厂n - 1 。 + e广 e _ ju u ；i - - - - - - 一r _ 图3 3 自然采样二逻辑s p w m 调制 在对载波相移s p w m 技术进行数学分析前，我们先来分析电压型s p w m 的波形。电压型s p w m 的调制如图3 3 ( a ) 所示。三角载波与正弦调制波相比较， 交点作为开关点。以变流器直流侧电容中点n 作为参考，交流侧电压u a n 如图 3 3 ( b ) 所示。s p w m 输出幅值为变流器直流侧电压的1 ，2 ，记为e ，u a n 只有正 负两种电平，称为“二逻辑信号”。庐h 、c 分别为调制波和载波的相位。t 为 调制波的周期。 调制波信号表示为： m ( t ) = q u n c o s ( c o t + 丸) 其中，脚= 2 x r 国：调制波频率 q k i i l ：调制波幅值，不大于三角载波幅值。 三角载波信号以c 为脚标，幅值设为厅2 ，频率为k ，相位为吮。 对s p w m 做二重傅立叶分析得如图3 4 所示的s p w m 输出的傅立叶表达 式【1 4 】为： f ( t ) = c c o s ( 1 c c o t + # , ) k = l 式中，幅值系数c k 除以下情况外均为0 。 ( 1 ) 基波输出信号 1 4 ( 2 ) 载波谐波 c 1 = 丝既 石 巾f 巾k m 当k = m k 。( m = 1 ，2 ，3 ，) 时， c 庐一4 ej o ( m q h l l ) s i n ( m _ z ) m ；r g z 纯= m 以 舯j 0 ( x ) 2 静严嘉= l 一 、， j o ( ) 为零阶贝塞尔函数。当m 为偶数时c k = 0 ，所以载波谐波的次数仅限于 奇数次，如1 ( c ，3 l ( c ，5 k 。载波谐波的相位与调制波的相位无关，仅仅决定 于载波本身。 ( 3 ) 边带谐波 当k = m k c + n 时( m = l ，2 ，3 ，0 0 ；n = 1 ，2 ，0 9 ) 艮晰4 e 万j ( 埘如) s i n 卜刊号| 掰万z 疵= 聊丸+ h 式中， ，。 ) = ( _ 1 ) 2 ”“埘咖+ 州l 以( ) 为n 阶贝寨尔函数。边带谐波的频率为k c 2 k m 、k 4 k 。、 2 k c 3 k i n 、2 1 3 k m ，其相位同时依赖于调制波相位和载波相位【1 1 。 接下来，我们将对载波相移s p w m 波形进行简单的数学分析。假设由n 个 变流器单元构成的组合变流器，采用载波相移s p w m 技术，其中第l 个变流器 单元输出波形的傅立叶级数展开为： 吒o )c 。c o s ( 妇+ 虹) n 个变流器单元的输出波形叠加后，总的输出为： n f ( t ) = f ( t ) l = l n e c 。c o s ( k r a + e l 。) l ；1k f l e c z c o s ( k r a + m ) 在文献 1 5 仲，对上式进行了详细的数学分析，结论是组合变流器总输出的幅值 系数c t k 除以下情况外，均为o ： ( 1 ) 基波输出信号 c l ；丝瓯 矿l = 矿k m ( 2 ) 载波谐波 当k = m n k 。m = i ，2 ，o o 时： c t f 篆蹦觋灿( 竽 l k = m n c ( 3 ) 边带谐波 当k = m n k , + n ，m = i ，2 ，o 。，n = 1 ，2 ，0 0 ，时： c t f 篆厶( 峨) s i n ( m n + n ) 三 1 6 ) 丸 +耐 文 址 c 。h。h 妒t k _ m n c + n 口 可以看出组合变流器的总输出是各单元变流器输出信号的代数和，传输功 率比单个变流器提高了n 倍，同时完全保留了单个变流器单元的传输特性。从 上面的分析可以看出，n 个变流器单元构成的组合变流器等效为一个较高载波 频率的单个变流器：等效载波频率为： k f f 2 n k c 也就是说，载波相移s p w m 技术可以在较低的器件开关频率下实现较高开 关频率的效果。 总之，载波相移s p w m 技术可以在较低的丌关频率下实现较高开关频率的 效果，使s p w m 技术应用于大功率场合成为可能。 3 2 单元串联型变频系统的硬件设计 3 2 1 系统的基本结构 该系统每一相由8 个额定输出为4 3 0 v 的功率单元串联组成，三相共有2 4 个功率单元，输出相电压最高可达3 4 5 0 v ，线电压可达6 k v 左右，每个功率单 元承受全部的输出电流，但只提供1 8 的相电压和1 2 4 的输出功率。总的输出 功率为4 0 0 k w 。各个功率单元分别由输入隔离变压器的一组二次隔离绕组供 电。变压器副边共有2 4 个二次绕组，采用延边三角形联结，分为8 个不同的相 位角，互差7 5 。电角度，形成4 8 脉波的二极管整流电路结构。变压器的2 4 个 二次绕组经熔断器，分别接到每个功率单元三相二极管整流桥的输入端。再将 相邻功率单元的输出端串接起来，形成y 联结构，实现高压变频器的高压直接 输出，供给高压电动机。功率单元为三相输入，单相输出的交一直一交s p w m 电压源型逆变器结构。 变频系统采用两级d s p 构成主一从通信，如图3 4 所示。功率单元控制板 与主控板之间通过光纤进行通信，以解决强弱电之间的隔离和干扰问题。功率 单元采用模块化结构【。6 】。 本试验系统的硬件框图如图所示： 图3 4 实验系统硬件框图 u v w 触摸屏主要完成功能参数设定、数据读取、故障监控以及与主控板通讯等 功能。 主控板主要由t m s 3 2 0 l f 2 4 0 xd s p 、模拟输入输出电路、数字输入输出电 路以及c a n 通信电路和串行通信电路等组成，主要完成与上位机监控系统及单 元控制系统的通信、控制参数的传递、故障的检测及处理。 b 竺卜! 鼍：卜_ 兰 图3 5 主控系统基本结构框图 单元控制板主要由t m s 3 2 0 l f 2 4 0 xd s p 、故障保护电路、串行通信电路和 采样电路等模块组成，主要完成与主控单元的通信，直流电压、电流的采样， s p w m 驱动输出及故障保护功能。 图3 6 功率单元系统基本结构框图 驱动电路主要以驱动芯片h c p l 3 1 6 j 为核心，完成p w m 驱动信号的放大 和过流保护等功能。 3 2 2 功率单元的设计及参数计算 一、功率单元主电路拓扑结构 如图所示： iz玉z 订刮阻喇a 一!v叩 一 = 1 1 厶1 斤 一涮 本刊 本 z z 叩叩 ” t 2 图3 7 功率单元主电路结构 本设计采用二极管不可控整流电路，能量不能回馈电网，不能实现四象限 运行。由于采用了二极管整流的电压源型结构，电动机所需的无功功率可由滤 波电容提供，输入功率因数较高，基本可保持在o ，9 5 以上，不必采用功率因数 补偿装置。同时，变频器