（电力电子与电力传动专业论文）占空比扩展高频脉冲直流环节透空静止变流器研究.pdf

a b s t r a c t an o v e lc i r c u i tt o p o l o g yo fa v i a t i o ns t a t i ci n v e r t e r ( a s i ) w i t hd u t yc y c l ee x t e n d e d l l i g hf r e q u e n c yp u l s ed cl i n ki sp r o p o s e db a s e do n t h ea s lw i t hl l i g hf r e q u e n c yp u l s ed c l i n k ，w h i c hs i m p l et h ec i r c u i ts t r u c t u r ef u l t h e r t h eo p e r a t i o np r i n c i p l eo ft h ea s i 、i t h d u t yc y c l ee x t e n d e da c t i v ec l a m pf o r w a r ds t y l eh i g l lf r e q u e n c yp u l s ed cl i n ka n dt h e c o n t r o ls t r a t e g yo f t h r e e - s t a t ed i s c r e t ep u l s em o d u l a t i o n ( d p m ) h y s t e r s i sc u r r e n ta r ed e e p l y a n a l y z e da n ds t u d i e d ，t h ed e s i g nc r i t e r i o n so f k e y c i r c u i tp a r a m e t e ra r eg a i n e d a l a r g es i g n a lp r o p e r t i e so f t h ea c t i v ec l a m pf o r w a r ds t y l eh i g hf r e q u e n c y p u l s ed c l i n kc i r c u i tw i t hc l o s e l o o pc o n t r o la n di n p u tv o l t a g ef e e d - f o r w a r dc o n t r o la r c d e e p l y i n v e s t i g a t e db yu s i n ga f t a v e r a g es t a t et r a j e c t o r ya p p r o a c h , t h e o r yr e f e r e n c ei so f f e r e df o r e x a c t l yd e s i g n i n gs u c h c o n v e r t e l a p r o t o t y p e f o r7 5 0 v a2 7 v d c 1 1 5 v 4 0 0 h z a c d u t yc y c l e e x t e n d e dh i g h f r e q u e n c y p u l s ed c l i n ka s ii ss u c c e s s f u l l yd e s i g n e da n d d e v e l o p e d t h et e s tr e s u l t sd e m o n s t r a t et h a t t h i sp r o t o t y p eh a se x c e l l e n tc o m p r e h e n s i v e p e r f o r m a n c e ss u c h 鼬l l i g hp o w e rd e n s i t y , h i g h e f f i c i e n c y , s m a l lb u l k ，l o w e rw e i g h t ，h i g hs t e a d yp r e c i s i o n ，f a s td y n a m i cr e s p o n s e ，s t r o n g o v e r - l o a da n ds h o r t - c i r c u i ta b i l i t ya n d h i g hr e l i a b i l i t y k e y w o r d s ：h i g hf r e q u e n c yl i n k ，s o f t s w i t c h i n g ，i n v e r t e r a c t i v ec l a m p ， h i 曲f r e q u e n c yp u l s e d cl i n k ，d i s c r e t e p u l s em o d u l a t i o n ， l a r g es i g n a lp r o p e r t y ，a v e r a g e s t a t et r a j e c t o r y 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 本章系统地论述了d c a c 逆变技术和航空静止变流器的发展、现状以及应用前 景。d c a c 逆变技术可分为低频环节逆变技术和高频环节逆变技术，后者取代前者是 发展的必然趋势。介绍了本文的主要意义与研究内容。 1 1 1 ) c a c 逆变技术的发展与现状 d c a c 逆变器是应用功率半导体器件，将直流电能转换成恒压恒频交流电能的一 种静止变流装置，供交流负载用电或与交流电网并网发电。d c a c 逆变器的发展经历 了低频环节逆变技术和高频环节逆变技术两个阶段。 1 1 1 低频环节d c a c 逆交技术 传统的d c a c 逆变器即低频环节d c a c 逆变器电路结构，如图1 - 1 所示。 、 时 直流电源工频或高频逆变器工频变压器滤波器交流负载 图1 - 1 低频环节d c a c 逆变器电路结构 该电路结构具有双向功率流、单级功率变换d c 几f a c 、技术成熟可靠和应用广泛 等优点，但存在工频变压器( 实现电气隔离和调整电压比功能) 体积大、笨重和音频 噪音大等缺点。 1 1 1 - 1 推挽式方波逆变器 推挽式方波逆变器由推挽逆变器、交流调压开关和输出滤波器构成，如图卜2 ( a ) 所示。交流调压开关用来调节逆变器输出电压脉宽从而实现调压功能的。 j 一 l d l 1 一瞄 j r 。2 ” 】 1 这种电路的特点为 扣弋d 1 商广 j d 5 _ 1l id 6 r 一n h 2 u a bu c o “2 宁i 卜 u 图卜2 推挽式逆变器电路拓扑 rl 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流器研究 1 工频变压器体积、重量大，原边绕组利用率低，通过的半波电流有效值较大，原边 绕组两部分应紧密耦合： 2 输出四阶交流滤波器体积、重量大，位于功率通道的l n 、c ，。有较大的损耗。 3 对于电网电压和负载的波动，系统动态响应特性差； 4 变压器和输出滤波电感产生的音频噪音大； 5 电路拓扑简洁，只需二个功率开关和一个交流调压开关，功率开关电压应力高( 2 u 。) ， 适用于低输入电压逆变场合。 1 1 1 2 阶梯波合成逆变器 为了减小方波逆变器输出波形谐波含量，可采用d c d c 变换器和阶梯波合成逆变 器级联式电路结构，如图卜3 ( a ) 所示。根据“谐波抵消”理论。n = 6 时变压器绕组联 接方式及阶梯波合成波形，如图1 - 3 ( b ) 、( c ) 所示。 这种电路的特点为： 1 工频变压器体积、重量大，产生的音频噪音大； 2 输出电压谐波含量很小，输出交流滤波器体积、重量小： 3 对于电网电压和负载的波动，系统动态响应特性好； 4 输出滤波电感产生的音频噪音得到改善； 5 电路拓扑复杂，功率开关数目多； 6 逆变电路本身无调压功能，输出电压调节只能由前级d c d c 变换器来实现； 7 整机体积、重量仍较大。 ( b ) 变压器崩蠲睽 ( c ) 翩缴形 图i - 3 阶梯波合成逆变器电路结构及其n = 6 时原理波形 1 1 1 3 正弦脉宽调制s p 眦逆变器 将正弦波( 调制波) 与高频载波( 三角波) 相交生成的正弦脉宽调制信号用来控 错4 驱动逆变桥功率开关，便可得到脉宽宽度按正弦规律分布的s p 哪波u b 如图卜4 所示。图卜4 ( b ) 为单极性正弦脉宽调制波，图卜4 ( c ) 为双极性正弦脉宽调制波。 这种电路的特点为： 1 变压器仍工作在工频、体积大且笨重，体积与重量仅和输出电压频率有关，与逆变 器开关频率无关，提高逆变器开关频率并不能减小变压器体积和重量； 2 输出滤波器体积、重量小； 3 对于输入电压和负载的波动，系统的动态响应特性好； 4 变压器和输出滤波电感产生的音频噪音得到改善； 5 功率器件开关频率高，开关损耗增加，降低了系统变换效率。 u ( b ) 单极性s p i n 渡 ( c ) 双极性s 嗍渡 ( a ) 电路拓扑 图卜4 正弦脉宽调制逆变器电路拓扑及其原理波形 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流器研究 1 1 2 高频环节d c i a c 逆变技术 为了克服低频环节d c a c 逆变技术的缺点。 用高频变压器替代低频环节逆变技术中的工频变压器，克服了低频环节逆变技术 的缺点，显著提高了逆变器特性。因此，该技术引起了人们的极大研究兴趣。 按照功率传输方向，高频环节逆变技术可分为单向型( u n i d i r e c t i o n a lp o w e rf l o w m o d e ) 和双向型( b i - - d i r e c t i o n a lp o w e rf l o wm o d e ) 两类；按照功率变换器类型， 高频环节逆变技术可分为电压源( v o l t a g e m o d e 或b u c k m o d e ) 和电流源( c u r r e n t m o d e 或b u c k - b o o s tm o d e ) 两类。 1 1 2 1 电压源高频环节逆变技术 1 单向电压源高频环节逆变技术 在直流电源和逆变器之间加入一级高频电气隔离啪变换器，使用高频变压器 实现电压比调整和电气隔离，省掉了体积庞大且笨重的工频输出变压器，降低了音频 噪音。单向电压源高频环节逆变器电路结构。如图卜5 所示。该电路结构具有单向功 率流、三级功率变换( d c h f a c d c 几f a c ) 、变换效率和可靠性不够理想、但应用较广 泛等特点。 惮 l 1 或王“工 o j 岳 上 j l 一 lt 变压器或储能式变压器电感电容或电容滤波器 直流电源高频逆变器整流器p w 逆变器滤波器交流负载 图卜5 单向电压源高频环节逆变器电路结构 文献 4 提出了一种具有新颖控制思想的单向电压源高频环节逆变器，如图卜5 所示。该电路前级工作在s p w m 逆变，输出工频正弦半波电压后级工作在工频方波 逆变，工频逆变桥电压应力低，但负载适应能力差，仅适应于恒定负载( 重载) 场合。 所示。 4 图卜6 基于新颖控制思想的单向电压源高频环节逆变器电路结构 为了解决图卜6 所示固有的缺点，作者首次提出了一种改进型电路”，如图卜7 南京航空航天大学硕士学位论文 u i 图卜7 新颖的双向功率流高频环节d c a c 逆变器 该电路是在原有电路拓扑基础上增添一个用予实现能量回馈和滤波电容抽流的小 功率反激变换器，具有双向功率传递功能。这是一个值得深入研究的高频环节逆变器 电路拓扑。 南京航空航天大学陈道炼博士首次提出了高频脉冲直流环节逆变器电路拓扑族 “2 1 ，如图卜8 所示。这类软开关逆变器由高频脉冲直流环节电路与d c c 逆变桥级 联而成，前级输出的高频脉冲直流电压波为d c a c 逆变桥功率器件实现z v s 开关创造 了条件。但是该电路仍存在高频脉冲直流环节电路拓扑偏复杂、功率器件数偏多、控 制偏复杂等缺点。 单向功率传递 - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - 一i t 宜流电源逆变器高频变压器整流器无功吸收支路d c l a c 逆变桥交流负载 图卜8 高频脉冲直流环节逆变器电路结构 因此，在不增加电路拓扑复杂程度的前提下，如何实现单向电压源高频环节逆变 器软开关技术，解决开关频率升高时功率器件的开关损耗和电磁干扰e m i 问题。是高 频环节逆变技术的一个研究重点。 2 双向电压源高频环节逆变技术 双向电压源高频环节逆交器，如图1 - 9 所示。该逆变器具有双向功率流、两级功 率变换( d e h f a c 几f a c ) 等特点，这对提高逆变器效率和可靠性起n t 关键作用。 双向电压源高频环节逆变器虽然能实现功率的双向传输，但是这种方案存在固有 的缺点：由于控制输出电压的周波变换器采用了传统的p v l 技术而造成的不可避免的 5 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流器研究 电压过冲。 潍每 币 l 可 一1 8 0 v ( 2 1 ) l 、i 式( 2 1 ) 中，n 。、n 2 为变压器原、副边绕组匝数、2 d 为高频脉冲直流电压占空比。 基于航空静止变流器低输入电压且变化范围宽( 1 8 3 2 v d c ) 这一工程实际情况，必须 尽可能增大高频脉冲直流电压波u 。的占空比2 d ，减小匝比n 。n 。，以降低d c a c 逆变 桥功率开关电压应力u ；n 。n 。因此，文献 1 、2 确定并联交错有源箝位正激式高频脉 冲直流环节a s t 电路拓扑为重点研究对象，如图2 3 所示。单个有源箝位正激式高频 脉冲直流环节电路最大占空比k f o 4 5 ，高频脉冲直流电压波u 。的最大占空比 2 d - 。= 0 9 。 图2 - 3 并联交错有源箝位正激式高频脉冲直流环节a s i 电路拓扑 研究结果表明，图2 - 3 电路仍存在高频脉冲直流环节电路拓扑偏复杂、功率器件 数偏多、控制偏复杂、体积重量偏大、变换效率不理想、可靠性偏低、有源箝位正激 变换器占空比d 可以大于0 5 的优越性没有得到利用等缺点。为此需进一步简化高频 脉冲直流环节电路拓扑。 南京航空航天大学硕士学位论文 2 2 占空比扩展高频脉冲直流环节您i 电路拓扑 2 2 1 高频脉冲直流电压占空比扩展的新思路 本文首次采用了高频脉冲直流电压占空比扩展的新思路，成功地解决了单管正激 式高频脉冲直流环节电路功率开关占空比小与输出高频脉冲直流电压波占空比要大之 间的矛盾。从而可用单管正激式高频脉冲直流环节电路取代并联交错正激式高频脉冲 直流环节电路，简化了高频脉冲直流环节电路拓扑。占空比扩展单管有源箝位正激式 高频脉冲直流环节a s i 电路拓扑，如图2 - 4 所示。只要让吸收支路开关s ，的关断时刻 滞后功率开关s 的关断时刻一段时间，就可以实现高频脉冲直流电压占空比的扩展。 该电路拓扑增添了如下优点：高频变压器工作频率与高频脉冲直流电压频率相同， 高频脉冲直流环节电路得功率密度明显提高；有源箝位正激变换器占空比d 可以大 于0 5 的优越性得到了充分利用：电路拓扑十分简洁。 占空比扩展单管正激式高频脉冲直流环节电路d c a c 逆变桥 图2 - 4 占空比扩展单管有源箝位正激式高频脉冲直流环节a s i 电路拓扑 2 2 2 高频脉冲直流电压占空比扩展原理 功率开关s ，与电容c ，串联支路不但可用来吸收d c a c 逆变桥交流侧回馈的无功 能量，而且可以实现高频脉冲直流电压波u 。占空比的扩展。高频脉冲直流电压占空 比扩展原理，如图2 - 5 所示。s ，的驱动信号相对于功率开关s 的驱动信号稍延迟开通 t 。时间，大大延迟关断t 时间。t o t 。期间，功率开关s 与吸收支路开关s ，同时导 通，要么来自逆变桥交流侧回馈的无功能量对c ，充电。要么c ，通过s ，放电给d c a c 逆变桥；t l t ：期间，功率开关s 关断后吸收支路开关s ，仍继续导通一段时间t 。，c ， 要么对d c a c 逆变桥供电，要么吸收d c a c 逆变桥交流侧回馈的无功能量，合理设计 延迟时间t ，也就实现了高频脉冲直流电压波u 。的扩展；t z t 。期间，吸收支路开 关s 。与功率开关s 均截止，u 。为零电平，实现了d c c 逆变桥功率开关的z v s 转换； l3 u口nni【 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流嚣研究 t 。t 。期间，如果在吸收开关s ，延迟关断t 。时间内c r 处于给逆变桥负载供电状态，c 。 上将出现一定程度的电压降落，等到s 再次开通时，会对吸收电容有一个电流冲击， 需合理设计吸收支路的参数，将每次开关q 上的电流冲击限制在允许值内，抑制电流 尖峰产生的电磁干扰。 s 卜 广 o l j f _ 意j 叫t s 研 ； o ue 旦到聋 ， i !，t u d 讣 j i n 2 2 、 ll|j ! ii l 一 阿 。i l丝竺些竺垦鲎塾 爿 。气r i _ 茁蔫五1 图2 5 高频脉冲直流电压占空比扩展原理 2 2 3 占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路稳态分析 2 2 3 1 有源筘位正激变换器稳态分析 有源箝位正激变换器电路拓扑及其稳态原理波形，如图2 - 6 所示。变压器用磁化 电感k 、漏感l 。k 和理想变压器t 表示，c 。为功率m x i f b f e t 输出电容、变压器绕组电容 和输出整流二级管d ，的结电容之和。 ( a ) 电路拓扑( b ) 稳态原理波形 图2 - 6 有源箝位正激变换器电路拓扑及其稳态原理波形 稳态工作时，有源箝位正激变换器每个p 哪开关周期包含了七个工作模态，各工 作模态的等效电路，如图2 - 7 所示。设输出滤波电感l f 和箝位电容c 。足够大，分别 用电流源i 。和电压源u 。表示。 t = t o - t l ：t o 时刻s 开通，磁化电流i l l 线性上升，d i 导通、d 2 截止； t = t ，- t 2 ：t l 时刻s 关断，负载折算到原边的电流i o n 2 n l 和磁化电流i l i 对c 。近似线性充 电，d 继续导通； 南京航空航天大学硕士学位论文 2 7 有源箝位正激变换器七个开关模态等效电路 t = t 2 - t 。：t ：时刻u 。上升到u 。后，d 。关断、d 2 导通，负载电流经d ：续流，磁化电感l - 上 能量对c 。谐振充电，使i l i 开始减小，u 。上升； t = t 3 t ：t 3 时刻u d s 上升到箝位电压u o + u i ，d c 开通，k 与c 。、c s 之间谐振( c c c s ，c s 可忽略不计) ，设开关频率f s l ，( 2 7 【l 。c 。) ，则筘位电压u 。基本保持恒定， 磁化电流i 。以斜率u 。l i 线性下降； p盯 飞t、v，即l1搀司丑 ri址盘tli三 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流器研究 t = t r t 。：t 4 时刻i i i 为零，随后i h 变负，箝位开关s 。导通，s 。实现了z v s 开通： t = t 。、t 。：t 。时刻s o 关断后，l l 与c 。谐振，i 。继续反向增大，抽取c 。上的电荷回馈到电 网中去； t = t 。t ，：t 。时刻u 。下降到u 。、d 开通，当有源箝位正激变换器空载或轻载工作时，磁 化电流i 。大于变压器副边折算到原边的电流i o n 2 n 。，i 。能继续抽取c s 上的 电荷，使u 。降为0 ，t ，时刻s 开通，功率管s 实现了z v s 开通；当有源箝位 正激变换器重载工作时，由于i 很小，不足以提供负载电流，因此续流二极 管d 。继续导通续流，d ，与d 。共同导通期间，将副边绕组短路，原边绕组电压 也为零，i 。保持不变且在副边续流，u 畸= u 。，t ，时刻s 再次开通，功率开关s 是硬开通。 忽略功率开关s 与筘位开关s 。之间的开通延迟时间，稳态时变压器正、反向伏 秒积平衡，即 u i - d t l = u 。( 1 一d ) t l ( 2 - 2 ) 筘位电容电压为 u 。= u i d ( 1 一d ) ( 2 3 ) 功率开关s 和箝位开关s 。电压应力均为 u 啦= u 。+ u 。= 尚= 丽n , u o ( z 埘 由此可见，有源箝位正激变换器具有的优良的综合性能： 1 有源箝位支路不仅实现了正激变换器磁复位，而且能将磁化电感能量和漏感能量无 损地回馈到电网中去，提高了变换器效率； 2 功率开关s 实现了z v s 关断、但非z v s 开通( 空载和轻载时为z v s 开通) ，箝位开 关s 。实现了z v s 开通与关断； 3 稳态工作时，变压器铁心双向对称磁化，克服了传统正激变换器变压器铁心工作磁 密范围小的缺点，提高了铁心的利用率，能降低变压器的体积和重量，任何铁心瞬 态时双向不对称磁化因素，都将导致箝位电压适度的变化。从而迫使铁心稳态时双 向对称磁化： 4 功率开关电压应力低，适用于宽输入电压范围场合，且占空比可以大于0 5 。 2 2 3 2 占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路稳态分析 由于高频脉冲直流电压占空比的扩展，使得占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲 直流环节电路工作原理与有源箝位正激变换器i 作原理有一定差异。高频脉冲直流环 节电路后接d c a c 逆变桥，d c a c 逆变桥开关切换等效地将输出的l c 交流滤波器及其 续流回路接到了高频脉冲直流环节电路的输出端。设箝位电容c 。、吸收电容c r 足够大。 南京航空航天大学硕士学位论文 分别用电压源u 。、u c r 表示；整个逆变桥负载可以看成高频脉冲直流环节电路低频交变 的负载，低频交变的负载在每个高频p w i v i 开关周期内可近似认为恒定不变，用电流源 i ，表示；d ，表示为逆变桥等效的续流回路。因此，每个p w m 开关周期内，占空比扩 展有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路等效电路模型及其稳态原理波形，如图2 8 所示。每个p 啊开关周期包含了八个工作模态： t = t o t 。：t o 时刻功率开关s 开通，磁化电流i l i 线性上升，d 导通、d ，截止； t = t c t 2 ：t l 时刻s ，开通，d 仍导通、d f 仍截止； t = t 2 t 。：t 。时刻s 关断，吸收开关s 。继续导通，吸收支路电容c ，开始对负载供电，吸 收电容电压u c t _ u 。n 2 n 。加在d 的阴极，d 承受反压截止、d ，仍截止，直流电 源u t 、磁化电感k 和c 。组成二阶振荡电路，使i 。先增加后减小，u 。上升； t = t 。，t | ：t a 时刻上升到箝位电压u c + u 。，d c 开通，k 与c c 、c 。之间谐振，u 基本保持 恒定，磁化电流i 线性下降； t = t t 5 ：t 4 时刻i l i 为零，随后i l - 变负，箝位开关s 。导通，s 。实现了z v s 开通； 一llicfi 【( 5 暑妊s 伊 ( a ) 等效电路 ( b ) 稳态原理波形 图2 - 8 等效电路及其稳态原理波形 7 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流器研究 t = t 6 t 6 ：t 5 时刻s 。实现了z v s 关断，d 仍截止，i l f 经d f 开始续流； t = t 。t ，：t 。时刻s 。关断后，l - 与c 。谐振，i l - 继续反向增大，抽取c l 上的电荷回馈到电 网中去，u 。下降，负载il f 仍经d f 续流。 t = t ，、t 。：t ，时刻u 。下降到u 。、d 开通，高频脉冲直流环节电路空载或轻载工作时，t 。 时刻s 开通，u 。可降为o ，功率开关s 实现了z v s 开通；当高频脉冲直流环 节电路重载工作时，u 。= u ；，t 。时刻s 再次开通，功率开关s 是硬开通。由于 整个逆变桥负载相对于高频脉冲直流环节电路是正弦交变的负载，有重载也 有轻载，且逆变桥处于能量回馈或续流态的时候，高频脉冲直流环节电路相 当于空载工作，因此功率开关s 部分实现了z v s 开通。 因此，占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路与有源箝位正激变换器 相似，仍具有优良的综合性能。 2 3 占空比扩展高频脉冲直流环节a s i 控制原理 2 3 1 占空比扩展高频脉冲直流环节电路控制原理 占空比扩展高频脉冲直流环节a s i ，由占空比扩展高频脉冲直流环节电路与d c a c 逆变桥级联而成，各自构成控制回路。前级为后级提供按正弦规律变化的输出电流， 只能采用电压型p w m 控制技术( 反馈控制或前馈控制，这里采用前馈控制) 。 2 3 2d c a c 逆变桥控制原理 由于高频脉冲直流环节电路提供的是一个高频脉冲直流电压波，d c c 逆变桥需 要在高频脉冲直流电压波过零点切换，所以d c a c 逆变桥必须采用离散脉冲控制技术。 该d c a c 逆变桥采用了输出电压和滤波电感电流双闭环反馈三态离散脉冲( d p m ) 控 制技术，其控制原理如图2 - 9 所示。 输出滤波电感l f 和滤波电容c f 将d c a c 逆变桥调制电压波u b 滤成1 1 5 v 4 0 0 h z 正 弦交流电。输出电压反馈信号u o ，与基准电压信号u 。比较，经p i 调节器后，电压外环 的输出信号作为电流内环的给定信号i 。电流内环为三态离散脉冲电流滞环跟踪控制 调节器。滤波电感电流反馈信号i ，在26 误差范围内跟踪i 变化。电流信号比较结果 经采样信号u 。( 过零信号) 采样，控制功率开关s 。、s ：、s 。、s 。在u 。零电平期间开关 转换，从而可以获得输出调制电压u 。其控制规律为 r + u d 。+ l 状态( i | - i f 6 ，s l 、s 4 导通) u b - j - u h一1 状态( 1 l _ i f u 。( 1 - d ) ，变 压器正向偏磁，c 。的充电能量大于放电能量，u 。上升；当u 。上升到u 。d u 。根据式( 3 1 0 ) ，u 。瞬变时d 的时域表达式 可简化为 d ( t ) = d 。i d + ( d 一一d 。h ) ( 1 一e 4 ) ( 3 - 1 2 ) 同理，由式( 3 1 1 ) 可写出负载突变时占空比的时域表达式为 d ( t ) = d 。+ a d = d 。+ 1 n o e - l f a i 。 叫- - - l i p 1 ( 3 - 1 3 ) v i 由( 3 1 2 ) 、( 3 1 3 ) 可知，瞬态时占空比随时间逐渐变化，相对于开关周期来说变化 缓慢。因此，可以认为有源箝位电路的平均状态轨迹是一条连续运动的轨迹，在 u 。一i 。z ，平面上是一个圆心移动的圆。 3 2 4 瞬态分析 3 2 4 1 输入电压瞬变时的大信号特性 输入电压u ；从1 8 v 瞬变到3 2 v 时不同带宽情况下，u ，一i 。状态平面上的闭环平 均状态轨迹，如图3 - 8 所示。输入电压由u 。瞬变到u 。之前，平均状态轨迹是u 。 一i 。状态平面上的一个单点。占空比d = d 。，平均箝位电容电压的初始值 u 。( o ) = ；半u d ，平均磁化电流的初始值i h ( o ) ：0 。占空比按表达式( 3 1 2 ) 规 律变化，平均状态轨迹的中心点从u 。( o ) = ；导u ；。移动到u 。= ；导u i 。， u o k l u n 坩 它是箝位电容电压新的稳态值。 比较图3 - 9 ( a ) 、( b ) 可知，图3 9 ( b ) 中由于较高的带宽频率f 。= l o k h z ，u 。， 移动较快，所以平均状态轨迹很快达到新稳态。开关承受的峰值电压和峰值磁化电流 的大小较f 。= l k h z 的情况偏低。 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流器研究 ( a ) f o = 1 k h z( b ) f o = i o k h z 图3 - 9 u 。从1 8 v 瞬变到3 2 v 时不同带宽情况下闭环平均状态轨迹 另外，由于平均状态轨迹包含着两个运动，一个是状态轨迹圆心的运动，它的 速度是由系统带宽决定的，另一个是谐振运动，它的速度是由谐振频率f r = _ 1 兰一 2 n 4 l 。c 。 决定的。所以，在分析大信号瞬变时谐振频率f r 也是一个重要参数。若仅将f ，减小 为图3 啕情形时的二分之一( 即c 。增大四倍) ，则f 。= l k h z 时平均状态轨迹如图3 1 0 所示。比较图3 - 9 ( a ) 、图3 - 1 0 可知，相同带宽f 。条件下，c 。增大，箝位电容电压 峰值减小，但变压器磁化电流峰值增加，变压器偏磁现象严重。 图3 1 0 u i 从1 8 v 瞬变到3 2 vf c = l k h z 、l = 4 0 u h 、c o = 1 2 u 时闭环平均状态轨迹 3 2 4 2 负载瞬交时的大信号特性 负载从4 a 瞬变到8 a 时不同带宽情况下在u f i 。状态平面上的闭环状态轨迹， 如图3 - 1 1 所示。负载突变之前，平均状态轨迹是u 厂i 。状态平面上的一个单点， n d = d o 。，平均箝位电容电压的初始值u 。( o ) = ；半u 。，变压器平均磁化电流初始值i - 工， ( 0 ) = o 。负载突变时，占空比按式( 3 - 1 3 ) 规律变化， 南京航空航天大学硕士学位论文 d = 一竺宰：a i o 虬。( 。) = 百d 州而+ a d u i 进入稳态后，a d = o , u 。也相应地变 化到u 。= ；警u 。，即u 。( o ) 。也就是说，瞬变后u 。和i 。新的稳态值也是u 。和i 。 _ u “ 最初的稳态值。 图3 1 1 ( b ) 由于带宽频率较高，u 。，移动较快，平均状态轨迹很快达到新稳 态值。但是，根据式( 3 1 3 ) 可知，当系统带宽较高时，电路会存在一个较大的占空比 跳变，相应的平均箝位电压和平均磁化电流变化较大，导致箝位电容电压峰值和变压 器磁化电流峰值较大。这与输入电压突变的情况正好相反。 ( a ) f o = 5 0 0 h z( b ) f 。= 5 k h z 图3 1 1 负载从4 a 瞬变到8 a 时不同带宽时闭环平均状态轨迹 此外，在输入电压较低u ；或输出滤波电感l f 较大的情况下，负载瞬变时系统存 在一个大的占空比跳变d ，会引起较大的的箝位电容电压峰值和磁化电流峰值。同 样带宽情况下，箝位支路谐振频率c 的变化，引起箝位电容电压峰值、变压器磁化电 流峰值的变化规律和输入电压u ；瞬变情况相同。 3 3 输入电压前馈控制有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路大信号 特性 输入电压前馈控制的占空比扩展有源筘位正激式高频脉冲直流环节电路箝位电路 的平均电路模型和平均状态轨迹表达式与有源箝位正激变换器相同。按照变压器伏秒 积相等原则，其占空比的表达式为 d ：旦蜓! 竺( 3 1 4 ) 由式( 3 1 4 ) 可知，d 仅与输入电压u 。有关，而与输出负载i 。无关。因此负载突变不 会引起电压前馈控制的占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路的有源箝位 电路大信号瞬态问题，占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路采用电压前 占空比扩展高频脉冲直流环节航空静止变流器研究 馈控制更适合带d c a c 逆变桥，可以避免周期性负载变化、负载突变或d c a c 逆变桥 能量续流或回馈瞬间引起的筘位支路动态问题。 占空比扩展有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路大信号瞬态仿真实例：如图 u , = 1 8 3 2 v 、n = n 1 n 2 = i 1 2 、l = 4 0 u h 、c o = 3 u f 、d 。：0 6 、a d = 0 3 、开关频率f 。= 8 0 k h z 。 输入电压u 。从1 8 v 瞬变到3 2 v 时，有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路平均状态轨 迹，如图3 1 2 所示。输入电压u 。从1 8 v 瞬变到3 2 v 之前，d = d 。l d = o 6 ，平均状态轨迹 是比一i 。状态平面上的一个单点，平均箝位电容电压初始值t l 。( 0 ) = 导堕u i , d d - - - - 1 8 五。i 0 一6 = 2 7 v ，平均磁化电流的初始值i l l ( o ) = 0 ；输入电压瞬变之后d 工，d d u 1 从d 0 1 。越变到d n 。，平均状态轨迹在u 。一i 。状态平面上是一个中心点位于 u = ；坠u ；，一的固定椭圆，u 。，也是箝位电容电压新稳态值u 。比较图3 1 2 u ( a ) 、( b ) 可知，不同谐振频率f ，时的大信号瞬态特性不同。增大c 。即减小f r ，箝 位电容电压峰值不变，功率开关承受的最大电压应力为u 。= ( u i + u e ) 。i u 。+ u 。( o ) = 3 2 + 2 7 = 5 9 v i 但变压器磁化电流峰值增加，变压器偏磁现象严重，根据式( 3 5 ) 可 知平均磁化电流峰值的表达式为 i l m 。= ( u 。( o ) - - u 。一) ，z ，= ( u 。( o ) 一u 。, - - ) 4 l 。c 。 ( 3 1 5 ) ( a ) i 叫o m h ，c c = 3 u f( b ) 1 a = 4 0 耐i ，c c = 1 2 u f 图3 - 1 2 输入电压从1 8 v 瞬变到3 2 v 时不同谐振频率f r 情况下的平均状态轨迹 同理，输入电压从3 2 v 瞬变到1 8 v 时，有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路的 平均状态轨迹，如图3 1 3 所示。此时u 。( o ) = 1 6 v ，t l 。= u 。= 2 7 v ，功率开关承受 的最大电压应力为u 璐。= ( u i + u c ) 。= u i “。+ u c ，。= 1 8 + 2 7 + ( 2 7 1 6 ) = 5 6 v 。 因此，占空比扩展的有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路功率开关承受的最大 电压应力发生在输入电压从1 8 v 瞬变到3 2 v 瞬间。 塑室堕窒塾丕查堂堡主堂垒丝塞 一一 ( a ) l m = 4 0 m h ，c c = 3 u f( b ) l m = 4 0 m h ，c c = 1 2 u f 图3 - 1 3 输入电压从3 2 v 瞬变到1 8 v 时不同谐振频率f r 情况下的平均状态轨迹 3 4 结论 1 有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路大信号瞬变引起的筘位电容电压u 。、磁化电 流i 。峰值变化远大于稳态时的纹波电压和纹波电流。因此，要深入研究有源箝位 正激式高频脉冲直流环节电路大信号瞬态特性，以预见功率开关承受的最大电压应 力和防止铁芯偏磁造成的磁饱和以及可能出现的输入低阻抗回路问题。 2 输入电压以及负载瞬变时，均会引起闭环控制有源箝位正激式高频脉冲直流环节电 路大信号瞬态问题。 输入电压瞬变时。系统带宽t 越大，箝位电容电压和变压器磁化电流进入稳态的 时间越短，而且此过程中功率开关承受的电压应力峰值和磁化电流峰值较低。 负载瞬变时，系统带宽越大，筘位电容电压和交压器磁化电流进入稳态的时间越 短，但此时电路存在一个较大的占空比跳变a d ，导致箝位电容电压峰值和变压 器磁化电流峰值较大。这与输入电压突变的情况正好相反； 在输入电压较低或输出滤波电感较大的情况下，负载发生瞬变时会引起较大的的 箝位电容电压峰值和变压器磁化电流峰值； 相同带宽f 。条件下发生大信号瞬变时，不同箝位支路谐振频率f ，引起的箝位电容 电压峰值和变压器磁化电流峰值大小也不同。增大c 。即减小f ，筘位电容电压峰 值减小，但变压器磁化电流峰值增加，变压器偏磁现象严重。 3 占空比扩展的有源箝位正激式高频脉冲直流环节电路采用电压前馈控制可以避免负 载变化引起大信号瞬态问题，仅在输入电压瞬变时出现大信号瞬态问题。 功率开关最大峰值电压和变压器最大磁化电流发生在输入电压从低向高大信号瞬 变期间； 输入电压瞬变时，不同谐振频率f r 时的大信号瞬态特性不同。增大c 。即减小f r ， 箝位电容电压峰值不变，但变压器磁化电流峰值增加，变压器偏磁现象严重。 占空比扩展的高频脉冲直流环节航空静止变流研究 第四章占空比扩展的高频脉冲直流环节 a s i 关键电路参数设计 本章详细讨论了占空比扩展的有源箝位正激式高频脉冲直流环节a s i 关键电路参 数设计准则，给出了箝位电路、吸收电路、三态d p m 电流滞环跟踪逆变器电路、电压、 电流调节器等电路的设计方法。 4 1 占空比扩展高频脉冲直流环节电路关键参数设计 4 1 - 1 筘位电容c c 箝位电容c o 的选择由稳态箝位电压纹波u c 和动态响应速度共同决定。c c 越大， u 。就越小，功率开关s 及箝位开关s 。电压应力也越小：但对电源电压或负载变化时 的变换器动态响应速度也变慢，变压器磁化电流峰值越大，变压器偏磁现象严重，变 压器容易进入磁饱和，输入电源、箝位支路和功率开关之间容易形成低阻抗回路。因 此，箝位电容c c 应满足 c 。瑞 m 。 式( 4 - 1 ) 中，通常取a u o u 。l o ，按最坏情况d = d i i 。来设计。