（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp控制的pfc电路研究.pdf

浙江大学倾1 学位论文 摘要 a b s t r a c t n o w a d a y sp f c i n v e r t e r sw h i c ha r eb e i n gu s e di nm a n yf i e l d sp l a ya ni m p o r t a n tr o l e i nt h el i f ei ti su s e di nm a n ya p p l i c a t i o n sm a n yc o n t r o lm e t h o d sa r ee x p l o r e d ，i n c l u d i n g a v e r a g ec u r r e n tc o n t r o l ，p e a kc u r r e n tc o n t r o l ，h y s t e r e t i cc o n t r o l ，n o n l i n e a rc a r r i e rc o n t r o l ， e t ca l lo ft h e s ec o n t r o lm e t h o d sh a db e e ni m p l e m e n t e db yt h ea n a l o gc i r c u i t s a m o n g t h e s ep f cc o n t r o lm e t h o d s ，a v e r a g ec u r r e n tm o d ec o n t r o li st h em o s tp o p u l a rs e v e r a l c o m m e r c i a li c s s u c ha su c 3 8 5 4 ，3 8 5 5a n dm l 4 8 2 4a r ea v a i l a b l ef o rt h ep f c a p p l i c a t i o n s w i t ht h ed e v e l o p m e n to ft h ed i g i t a lt e c h n i q u e m o r ea n dm o r ec o n t r o la l g o r i t h m sc a n b ei m p l e m e n t e di np o w e re l e c t r o n i c sb yt h e d i g i t a lc h i p s ：m i c r o p r o c e s s o r s o rd i g i t a ls i g n a l p r o c e s s o r s ( d s p ) t h em e r i t so fd i g i t a lc o n t r o l ：s i m p l eh a r d w a r e ，n ot e m p e r a t u r ed r i f t ， f l e x i b l ec o n t r o la n de a s yt or e a l i z ea d v a n c e da r i t h m e t i ce t c ，m a k e d i g i t a lc o n t r o lt e c h n i q u e t 0b eu s e di np o w e r s u p p l ym a n u f a c t u r et ol e ti tm o r e c r e d i b l ea n de a s i e rt or e a l i z ei n b a t c h e sw i t hl o w e rc o s t si nt h ec u r r e n ti ti sp o p u l a rt ou s e d i g i t a lc o n t r o li np o w e rd e s i g n t h i st h e s i sp r e s e n t st h et o t a lp r c j e c tt od e s i g nt h ep f c p o w e rs u p p l yb a s e do nd s p i t s u m m a r i z e st h ec o n t r o im e t h o do ft h ep f ca n dt h ec h a r a c t e r i s t i co ft h ed i g i t a lc o n t r 0 1 i n o r d e rt og e tg o o dd y n a m i ca sw e l la ss t a t i cp e r f o r m a n c e ，m u l t i p l e l o o pc o n t r o ls t r a t e g y w i t ht h ei n s t a n t a n e o u so u t e r v o l t a g el o o pa n d i n n e rc u r r e n tl o o pi su s e di np f cc o n v e r t e r b a s e do nd s pt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a h o wt og e tt h ec o n t r o lp a r a m e t e r si sa n a l y z e di nd e t a i l s a n dt h e e x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r ed i s p l a y e d t or e d u c et h eh a r m o n i c si nt h el i n ec u r r e n t t h er a n d o mp w mm o d ei sa d a p t r e l a t e d t ot h e t y p i c a l l yc o n s t a n tp w m c a r r i e r f r e q u e n c ya n d i t sh i g hh a r m o n i c s m o d u l a t i o no ft h i s f r e q u e n c yc a nb eu s e d t od e c r e a s ee m ia n dc o s tn om o r e g a i n a l lo ft h ee x i s t i n gc o n t r o lt e c h n i q u ec a n n o tt a k ef u l la d v a n t a g e so ft h ed s pa n dt h e s w i t c h i n gf m q u e n c yo ft h ec o n v e r t e ri sl i m i t e db yt h es p e e d o ft h ed s p s oan e w p r e d i c t i v ec o n t r o ls t r a t e g yi sp r o p o s e dt os o l v et h ea b o v em e n t i o n e dp r o b l e m si nd i g i t a l c o n t r o l l e dp f c k e y w o r d 哼： d i g i t a lc o n t r o l ；p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ；a v e r a g ec u r r e n tc o n t r o l ；p r e d i c t i v ea l g o r i t h m 浙江火学硕 学位沦文 1 绪论 第一章绪论 1 1 研究背景川曙”5 1 从2 2 0 v 交流电网经整流供给直流是电力电子技术及电子仪器中应用极为h 泛的一种 基本变流方案。例如在离线式开关电源( 即a c - d c 开关电源) 的输八端，a c 电源经全波 整流后，一般接一个大电容器，以得到波形较为平直的直流电压。如图1 1 ( a ) 所示。整 流器一电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的组合，因此，虽然输入交流电压是正弦 的，但输入交流电流波形却严重畸变，早脉冲状，如图1 1 ( b ) 所示。 lj 一 ( a ) 二疹。 j 津i ( b 图1 1 a c - d c 整流电路 由此可见，大量应用整流电路，要求电网借给严重畸变的非正弦电流，造成的严霞后果 是：谐波电流对电网有危害作用，并且输入端的功率因数下降。 为了减少对交流电网的谐波污染，目前国外已推出了一些限制电流谐波的标准，如i e c 5 5 5 2c l a s sd 标准，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。 传统的二极管和电容对输入进行整流滤波时，只在输入交流电压的峰值部分才有输入电 流，导致输入电流含有很人的电流谐波含量，严重干扰了电网，远不能达到标准要求。 为了使输入电流谐波满足要求，必须加功率因数校正【1 1 ( 尸f c ) 。比较成熟且应用广泛 的为所示的两级方案，它们有各自的功率器件和控制电路。p f c 级使线电流跟随线电压， 使线电流正弦化，很容易达到高功率因数，减少谐波含量。后接的d c d c 级可以实现快 速输出电压调节，但缺点是电路复杂、体积大、成本高。 为了使a c 1 9 ( 7 电源在满足谐波标准的同时能够实现低成本、高性能，对单级p f c 的 需求也越来越紧迫，特别是在小功率应用场合。单级p f c 变换器使尸f c 级和d c d c 级 共用一个开关管，只有一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输山电压的调节。由 于控制电路只调节输出电压，在稳态时，占空比恒定，因此要求p f c 级的电流能自动跟随 输入电压。虽然单级p f c 变换器的输入电流不是很正培化，p f 值不如两级方案高，但由 1 浙江大学烦 学位论文 1 绪论 于i e c 5 5 5 2 标准只对电流的谐波含量有要求，对p f 值没有严格的要求。而标准关心的正 是电流谐波含量。 日前这种方案已经成为a p f c 的重要形式，至少住小容量电源领域是如此。这方面技 术的发展现在相当迅速，各个半导体公司都竞相开发生产各种单管电路用的a p f c 专用控 制芯片【4 】。如s i e m e n s 公司的t d a 4 8 1 9 ，t d a 4 8 1 7 ；m o t o r o l a 公司的m c 3 4 2 6 1 ，u n i t r o d e 公司的u c 3 8 5 4 ，c h e r r y 公司的c s 3 8 1 0 ，s i l i c o n g e n e r a l 公司的s g 3 5 6 1 ，m i c r ol i n e a r 公司的m l 4 8 1 9 ，m l 4 8 1 3 等。 迄今己发展 厂多种单管电路。如图1 1 所示。 几乎每种单象限d c d c 电路都可以构成单管爿p ，c 电路。这些电路可分为直耦式和 磁耦式，前者与屯网直接连接，无电隔离，后者通过变压器与电网连接，能实现电隔离。 当采用d c m 工作时，开关应力和电流峰值均较大，通态损耗很高，而且由于电感电 流的脉动量大，需要较大的滤波参数，同时在电流中断期间容易引起振荡；用o ? m 工作时， 可以克服上述缺点，但要受到二极管反向恢复电流的影响，开关损耗很高，临界断续工作模 式介丁d c m 和c c m 之间，没有二极管反向恢复电流的影响，但通态损耗依然很高，而 且开关频率变化范围也较宽。 单管电路 电路结构 非隔离型电路 b b 。o o 。s t 电蝴路, 1 b u c k b o o s t 电路 隔离型电路 羞篓萎詈鍪 f 电流连续( c c m ) 工作模式 电流断续( d c m ) l 电流临界连续( c c c m ) 控制方法 乘法器法f 磊嚣耋鬻裂 自然跟踪法 鼍暑鼍曩釜器 开关频率f 霎嘉薹裂 输入滤波f 耋霎募炎詈誓 输出滤波f 詈蒹篓耄誓 图1 1 单管电路拓扑分类 迄今为i e 已拥有形式繁多的控制方法，但如果从是否包含乘法器的角度出发可分为两人 2 浙江人学硕士学位论文1 绪论 类：乘法器法和自然跟踪法。采用乘法器的控制方案其特点在丁正弦电压( 如调制信号“。) 或上e 弦电流( 如止弦给定f 。) 的幅值可控。这种方案在单管电路中广泛采用，因为它的校 正效果优l - 白然跟踪法。这种方法又分为平均电流控s r j + n 瞬时电流控制两种，前者是将输入 电感的电流动态平均值跟踪电网电压波形，像控制专用l c 的u c 3 8 5 4 便属丁这一类；瞬时 电流控制是控制电感电流的瞬时值，具有跟踪性能好，响应速度快，稳定性和町靠性较高的 优点。 自然跟踪法又可分为电压跟踪和峰值电流跟踪两大类，前者是在电流为d c m 条件下， 使电感电流峰值自然跟踪电网电压，其校正效果与输入、输出电压有明显关系，即输出电压 越低，输入电流畸变越严重；厉者是将电感电流峰值在电网周期内限制在某一固定值上。 根据不控整流桥与开关管问的连接方式不同，所有单管校止电路可以划分为电感输入式 和电容输入式两大类。而b o o s t 电路是一种典型的电感输入式电压型电路，其f j 端电压近于 恒定，开关管与整流桥出端串联输入电感，为了获得低谐波和高功率因数的性熊，需要入端 电感电流接近于止弦；b u c k 电路是种典型的电容输入式电流型电路，其山端电流近于恒 定，开关管与整流桥出端并联输入电容，为了获得低谐波和高功率因数的性能，需要入端电 容的电压接近正弦。 为了使电感电流或电容电压接近正弦，可以有多种实现方案，较早采用的是电流或电压 滞环控制法，其优点是电路简单，鲁棒性好，工作于c c m 状态，但开关频率随时问变化， 因而称为变开关频率控制，简称为变频控制。当频率变化范围较火时，系统的频谱特性变差， 参数优化工作也显得很困难，为此发展了开关频率为恒定的控制方案，简称恒频控制，这种 方案电路相对复杂一些，好在已有集成芯片可用，矛盾不太突出。 1 2 常用拓扑与控嗣方案嘲同 从原理上说，任何一种d c d c 变换器拓扑都可用作尸，c 的主电路。但是由于b o o s t 变 换器的特殊优点，应用于p 同c 更为广泛。 b o o s t 有源功率因数校正器的主要优点有： 1 ) 输入电流连续，e m i 小，冗低； 2 ) 有输入电感，可减少对输入滤波器的要求，并可防i e 电网对主电路高频瞬态冲击； 3 ) 输出电压大于输入电压峰值，对市电电压为1 0 0 v ( a c ) 的国家和地区特别合适。 例如，输入9 0 至1 3 2 伏交流，输出直流电压约为2 0 0 v ；若输入为9 5 至2 4 0 伏 交流，直流输出将为4 0 0 v ： 4 ) 开关器件的电压不超过输出电压值； 5 )容易驱动功率开关，其参考端点( 源极) 的电位为0 伏； 3 浙 ：大学倾十学位论文 1 绪论 6 ) 可在国际标准规定的输入电压和频率广泛变化范围内保持正常= 作。 b o o s t 有源功率因数校正器的主要缺点有： 1 ) 输出和输入间没有绝缘隔离； 2 )在开关管、二极管和输出电容形成的回路中若有杂散电感，则在2 5 1 0 0 肼七的 p 形m 频率f ，容易产生危险的过电压，对开关管的安全运行不利。 常用的控制a o d c 开关变换器实现a p f c 的方法基本上有= 种，即电流峰值控制、电 流滞环控制、平均电流控制。以b o o s t 功率因数校正器的控制为例，说明这二种方法的基本 原理，假设t 作模式为c c m 。表1 1 给出了这二种方法的基本特点。 表1 1 常用的三种尸，c 控制方法比较 控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声适用拓扑备注 电流峰值开关电流恒定c c m敏感b o o s t需斜率补偿 电流滞环电感电流变频c c m敏感b o o s t需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意不敏感任意电流误差放大 图1 3 三种控制方案电感电流波形图 图1 3 ( a ) 为滞环控制方案电感电流波形。该方案的主要缺点是：负载大小对开关频 率影响甚大，由于开关频率变化幅度大，设计输出滤波器时，要按最低开关频率考虑。因此， 不可能得到体积和重量最小的设计。 图13 ( b ) 为峰值法控制f 的电感电流波形。当电感电流峰值按丁频变化，从零变化 到最大值时，占空比d 逐渐由大到小。即半个t 频周期内，占空比有时大于05 ，有时小于- 0 5 ，因此有可能产生次谐波振荡。为了防止振荡，必须在比较器的输入端增加一个斜率补 偿函数。该方案的主要缺点是：电感电流的峰值i 与高频状态空间平均值之间的误差，在 一定条件下相当火，以至于无法满足使脚很小的要求。此外，峰值对噪声相当敏感。 图1 3 ( c ) 为平均电流控制方案下的电感电流波形图。图中实线为电感电流，虚线为 平均电流。平均电流控制的特点是：工频屯流的峰值是高频电流的平均值，因而高频电流的 峰值比工频电流的峰值更高。脚很小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之问的误 4 浙江大学硕上学位论文 1 绪论 筹小。 1 3 单级功率因数校正主要问题“加儿1 5 1 由于p f c 级和d c d c 级共用一套开关管和控制电路，控制电路只是保证输出电压 的稳定。对p f c 级输出功率即定时，输入功率是一个周期性变化的量，所以瞬时输入和输 出功率不等，两者之间必须有储能电容作为缓冲。众所周知，电流断续模式( d c m ) 的 b o o s t 变换器在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此p ，c 级工作在d c m 状态可以 得到较高的功率因数。而为了提高变换器的效率，月d c d c 部分一般采_ f j 电流连续工作模 式( c c m ) 。在c c m 情况下，当负载变轻时输出功率减少，占空比不随负载变化而变 化。这样储能电容的能量大丁- 从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持 输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，从而相应地减少输入能量。这个 动态调节过程要到输入和输出功率平衡后才停止，负载减小的后果是明显地增加了电容电 压。改变控制方式，如采用变频控制”，可以降低电容电压。但为了使储能电容电压低于 4 5 0 v ，频率变化范围可能高达1 0 倍，不利于磁性元件的设计优化。如果p ，c 和d c d c 级都t 作在d c m 模式，当输出功率减小时，占空比也减小，同时输入功率也减小，储能 电容的电压不受负载影响，只由输入电压和电路的参数决定 1 5 1 。由于工作在d c 肘模式， 输入和输出电感电流的峰值较高增加了器件的电流应力，只适合于小功率应用。如果p f c 和d c d c 级都工作在c c m 模式，当输出功率减小时，虽然占空比不变，输入功率也会 相应减小，抑制了储能电容电压的增长。它的效率是最高的，p 月c 值有所降低，但很找到 一种拓扑完全工作在c c m 模式，设计上也相对复杂。 单级p k ? 变换器的主要问题是在使输入电流谐波满足i e c l 0 0 0 3 - 2c l a s sd 标准和输 出电压快速调节的同时，找到抑制电容电压过高的方法，如采用变压器绕组实现负反馈。 1 4 数字方案分析锄儿1 3 儿他1 8 1 信号的处理过程就是对信号的过滤和重构，以得到我们需要的特征，为实现这一目的， 实际上就要构造信号到信号之问的传递函数，其实现方法分两种：模拟方式和数字方式。模 拟方式使用电阻、电容、运算放大器的模拟器来实现滤波、和、乘和控制的功能，而数字的 方式是先将模拟量数字化，再进行数字处理，然后还原成模拟信号。 传统的电路控制采用的是模拟控制系统【1 ”，经过多年的研究，模拟控制技术已经非常 成熟。然而，模拟控制系统有着固有的缺点：如需要大量的分立元件和电路板，器件数量多， 制造成本高等。模拟元器件的元器件老化问题和不可补偿的温漂问题，以及易受环境( 如电 磁噪声，丁作环境温度等) 干扰等因素都会影响控制系统的长期稳定性。 5 浙江大学硕上学位论文 1 绪论 专用模拟控制集成芯片的使用大大简化了控制系统，能方便的实现一些电路的控制， 但其控制环路中的反馈控制网络仍需外接火晕的电阻电容等模拟器件。这些元器件的误差会 直接影响控制环路的性能，而且元器件老化等模拟控制的缺点依然存在。此外，由于模拟控 制系统的功耗比较大，大规模集成比较困难，专用模拟控制芯片的集成度一般很难做高。由 于采用的是模拟控制方法，因此用芯片的控制仍不够灵活，要实现复杂、先进的控制算法 很困难。 对丁每一个采用模拟控制的电路装置，其控制系统都需要专fj 的- 发计。每一次产品的 更新换代，都需要莺新设计、制造它们的控制系统。而且目前的模拟控制于段已经人人落后 于控制理论的发展。目前大多数的模拟控制同路，仍采用传统的p i d 调节，而很少采用现 代控制理论提供的方案和算法。对丁模拟控制系统来说，监控性能也非常的差，只能通过模 拟的测最以及光、声信号来显示、报警。因此，随着电力电子技术及其控制技术的不断发展， 模拟控制的局限性已经越来越明显。 为了改善电路系统的控制性能，微处理器在电力电子中开始进行应用。通过n d ( 模拟 ，数字) 转换器将微处理器与系统相连，在微处理器中实现数字控制算法，然后通过i o ( 输 入，输出) 1 3 或p w m ( 脉宽调制) 1 3 发出开关控制信号。微处理器还能将采集的功率变换装 置工作数据，显示或传送至计算机保存。一些控制中所用到的参考值可以存储在微处理器的 存储器中，并对电路进行实时监控。微处理器的使用在很人程度上提高了电路系统的性能， 但由于微处理器的运算速度的限制，在许多情况下，这种微处理器辅助的电路控制系统仍旧 要用到运算放大器等模拟控制元件。 t m s 3 2 0 c 2 4 0 xd s p 处理器【1 7 | 【1 b 】具有和微控制器一样的优点，同时具有更快的速度 有能力实现高密度计算控制算法，这样就可以降低系统的成本。芯片的高速运算能力归功丁 哈佛结构的双总线，和单周期的乘加指令。一条总线用于数据，另一条用于程序指令。这将 大大减少时间，因为每一条总线可以同时使用。以前d s p 的昂贵价格是它的主要缺点，但 是随着数字信号处理芯片工业的发展，高性能，低价格的芯片不断出现。人们完全可以使用 d s p 芯片代替传统的模拟控制方法。 数字信号处理器( d s p ) t m s 3 2 0 f 2 4 0 x 系列的产品是美国德州仪器( t i ) 公司为应 用于数字电机控制( d m c ) 而设计生产的。由于它集成的外设电路如a d 转换，p w m 发 生器等，再加上高速的运算特性，使t m s 3 2 0 f 2 4 0 x 也非常适合应用于高频开关电源的控制。 这里主要讨论其在高频开关电源中的应用。 c 2 4 0 x 系列d s p 控制器的设计是为了满足控制应用的需要。c 2 4 0 x 系列的d s p 控制 器不仅集成了高性能的d s p 内核，还集成了一些片t 匈# i - 设，在设计控制系统时达到单片解 决方案。这个优点使其正在逐步取代传统的微控制器和昂贵的多片设计。每秒4 0 0 0 万条指 令( 4 0 m i p s ) 的执行速度。c 2 4 0 x 系列的d s p 控制器可以得到比传统的1 6 位微处理器或 微控制器更好的性能。 6 浙江大学硕士学位论文1 绪论 c 2 4 0 x 的1 6 位定点d s p 内核，使其在用数字方法实现模拟设计时不会牺牲系统的精 确度和性能。相反，通过使用先进的撺制算法，如自适麻控制、卡尔曼滤波、状态控制等， 还能进一步提高系统的性能。c 2 4 0 x 系列d 舻控制器还能提高系统的可靠性以及可编程性。 而模拟控制系统正好相反，采用同定电路的解决方案，还会因为元器件的老化，参数的偏莘， 漂移而造成系统性能的降低。 高速的中央处理单元( c p u ) 可以实时的实现处理算法而不必采用壳表的方法而只得 到近似的结果。c 2 4 0 x 的指令集中还加入了信号处理指令和普通的控制功能指令。此外， t i 公司还为c 2 4 0 x 系列的开发使片 提供了广泛的技术支持，使其与传统的8 位，1 6 位微控 制器一样容易，并能缩短开发时间。c 2 4 x 的指令集还向下兼容其他t m s 3 2 0 定点d l ，i ) 芯 片的指令，很容易移植其他定点d 9 d 芯片的程序。 作为系统管理器，d s p 必须具备强大的片内1 1 0 和其它外设功能。c 2 4 0 x 片内的事件 管理器与其它任何一种d s p 都不同。面向应用优化的外设单元和高性能d s p 内核的结合， 可以为所有的电机类型提供高速、高效和全变速的先进控制技术。在该事件管理器中包括特 殊的p w m 产生功能。特殊的附加功能包括可编程的死区功能和空间矢量p w m 状态机，后 者可为三相电机在功率品体管开关机制中提供了迄今为止最高的功效。三个独立的向上厂f 计数器，每一个都有属于它自己的比较寄存器，可以支持产生1 f 对称的和对称p w m 波形。 四路捕获输入中的两路可以直接与光电编码器的正交编码脉冲信号联接。 d s p 芯片t m s 3 2 0 f 2 4 0 x 的很多特点特别适合用于电源的开发中，如它有1 2 个p w m 输出，其中有九个p w m 输山是独立的，可以用来对各种分立电源中各个功率模块分别进行 驱动。它还有双十位的模数转换模块，可以对电源模块的各个参数进行采样控制。可以利用 它的数字i ，0 口进行液晶显示和键盘控制。它的s c i 和s p i 可以用来进行和计算机的通讯， 实现电源模块间的通信，遥测，通调，遥控。 综上，基于d s p 的控制有以下一些优点【1 7 】： 1 ) 通过快速傅立叶变换( f f t ) 可以实现故障的诊断。通过获得系统变量的频谱，故障可 以在早期被发现【1 9 】【2 0 】。 2 ) 可以利用d s p 芯片的高处理能力实现d s p 控制器可以实现实时的，传统的模拟方法不 能实现的一些复杂控制算法，如模糊控制，滑模控制，自适应控制等。这样能大大提高 系统的性能。 3 ) 减少了所需的查表的数量，这就减少了对内存的需求。 4 ) 系统采用软件控制，容易实现系统的升级，智能化程度也能提高。 5 ) 不易受元器件老化和温漂的影响。 6 ) 易实现系统的单芯片控制，减少器件数量增加抗干扰能力。 7 浙江人学硕士学位论文 1 绪论 7 ) 高性能的控制算法可以较少纹波，同时减小滤波器的尺寸。 图12 1 为数字控制的电源系统的典型结构框图。系统包括模拟部分、数字部分以及模 拟数字的接口电路。模拟部分丰要是各种拓扑的变换电路及负载电路组成。数字部分为微处 理器芯片及其外设。接口屯路包括从模拟部分到数字部分的采样网络及a d 转换器和从数字 部分剑模拟部分的p w m 口外罔电路、相应的门极驱动电路及d a 转换器或l o 口外围电路。 数字部分接口部分 模拟部j 一d a 或i o 外围电路i 一 - l 微 篓謇卜 处 咂匦垂卜咂蟹 功率 理 电路 l 器 卜_ 堕卜 圃 图121 数字控制的电源系统的典型结构框图 1 4 本文研究内容 采用平均电流方案的单相p 彤技术已经逐渐成熟，大多数的数字控制方案( 包括 p f c ) 都基于平均电流控制策略。 在基于平均电流模式控制的d s p 方案里，为了获得单位功率因数校正，d s p 要在功 率器什s 的每一次开关周期内计算一次开关器件s 的占空比。这些操作主要包括有： 外部电压信号采样； 电压误差信号计算； 电流误差信号计算； 电压外环和电流内环p i 调节器计算； 器件占空比计算。 因此，p 月c 电路的开关频率受限于d s p 的采样，计算以及处理时间。如果开关频率 达到l o o k h z ，那么一个开关周期的时间为1 0 微秒。以占空比为0 5 计，则d s t 所有的信 号处理必须在5 微秒内完成，这对d s p 的速度要求很高，相比于工作在同频下的模拟控制 电路，基于这种控制方案的d s p 电路的效果不够理想。 为了解决上述开关频率与d s p 处理速度之间的矛盾论文提出一种基于d s p 的新的 p 闩c 控制方案一一预测控制策略。 基丁d 铲的预测控制策略优点如下： 8 浙江人学硕上学位论文1 绪论 ( 1 ) 每、| ，波所需要的所有 空比都提前汁算； ( 2 ) 开关频率和d s p 的处理速度之间的联系分开，不再有直接关联； ( 3 ) 相对低速的傩尸芯片可以处理开关频率处于相对高频的，) f c 电路； ( 4 ) 不仅p f c 电路，其它的功能模块比如后续的d c d c 电路都日丁由同一块d s p 芯片进 行控制。 论文首先介绍基于d s p 数字控制的p f c 电源的总体设计方案。综述了p f c 的控制方 式和数字控制的特点，电路所采用的是基丁平均电流方案的双环控制策略。内环通过瞬时值 控制获得快速的动态性能，保证输出畸变率较低，外环使用输 电乐的瞬时值控制，具有较 高的输山精度。给出了双环控制设计的详细过程，使用d s p t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 实现数字化 控制。给山实验波形，并对基丁预测控制的算法进行了建模。 9 浙江人学硕十学位论史 2 平均电流方案建模 第二章平均电流方案建模陧1 1 随着数字技术的不断发展，越来越多功率器什的控制策略通过数字信号处理器( d s p ) 来实现，其中原冈之一就是数字控制能够实现更为高级而且复杂的策略。其次，与模拟控 制电路相比较，数字控制电路拥有更多的优点，比如可编程性，强适应性，更少的外日器 件，不易受外同环境变化的影响等。除此之外，在相同花费的情况f ，数字控制能实现更 多的功能，例如，在一块n 铲控制的条件下，可实现对前级p 阳电路和后级d c d c 或者 是d c a c 电路的同时控制。 现在基丁嬲p 数字控制的单相p f c 技术已经逐渐成熟。大多数的数字控制方案都基 于平均电流控制策略。现将该方案的实现表述如下。 2 1 p f c 与d s p 的硬件旌接 l 图2 1 基于t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 控制的功率因数校正电路 图2 1 显示了一个基于t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 控制的单相功率因数校正电路拓扑。为了实 现控制策略，系统检测以下三个鼍： 输入整流电压； 输入电感电流。； 1 0 浙江大学钡l 学位论文2 ，f 均电流方案建摸 输出电容电压v n 。 瞬时信号、e 。和k 分别白生电路上得到检测，并经过信号调理电路送至d s p 的三 路a d 采样通道：a d c i n 0 、a d c i n l 、a d c i n 2 。这些信号的检测和转换频率叫做控制环的 采样频率。经过数字化采样后的v 。信号与输出参考电压信号r 进行比较。信号莘v d 心送 入电压外环的p f 调节器。该环节传递函数gv e 4 输出( 由图2 1 中所示b ) 与，5 外两路信号 a 和c 相乘，生成电流内环所必需的参考电流值。在图21 中，a 代表瞬时信号的数 字采样值，c 的值可由c = 藏1 表示。 其中，屹是由计算得出的输入电压的平均值。输入电感电流0 经数字采样后，- b 参考电流进行比较，差值k 一0 送入电流内环p i 调节器。p i 调节的输山产生开关信号 的占空比，控制p f _ c 电路的开关动作。 2 2p f c 数字控嗣设计图 图2 2 为图2 1 基于d s p 控制的p f c 变换器的控制回路框图。在图2 2 中，电压和电 流的检测以及信号调理电路分别由对应的增益模块巧、k 和杨来表示。乘法器增益k 。，也 被加到控制环中。通过墨。参数的设置，使得当输入电压在宽范围内调节时，电路也能稳定 上作。 图2 2 基于平均电流模式的d s p 控制方案 浙江大学顶 学位论文 2 平均电流方案建模 控制电路的内环为电流环，由参考电流信号。控制。电流内环的输入为占空比d ，输 小为电感电流。电流内环p i 调节器g c a 的输出u c a 必须使得电感电流信号。跟随输入 参考电流信号0 。 控制电路的外环为电压环，由参考电压信号控制。电压外环的输入为u 。( 电压外 环p i 调节器的输出) ，输山为直流母线电压圪。电压外环p i 调节器g v e a 的输出确定参考 电流信号的幅值。这样，当负载和输入电压一定时，输山电压可以保持在参考输出电压水平 卜。 2 3 电压和电流环的检测增益 如图2 1 所示，瞬时整流输入电压、功率因数校正后整流输入电流如下两式所列 = s i n 2 c o t ，0 i 。= i m s i n 2 c o t ，0 sj m s j 。 ( 2 - 1 ) ( 2 - 2 ) 其中，。和，m 。分别代表输入峰值电压圪和输入峰值电流l 所能达到的最大值。 对于一个基于d s p 实现的p f c 电路来说，所有必需的信号都由特定的信号调理电路， 限制在一定的电压范围内( 3 3 v ) 再送入d s p 片内的a d 转换器。用户的片内程序通过结 果寄存器读取这些数字化的采样信号值然后再以一定的定点形式把这些数据存储在缓冲寄 存器当中。 本文中所用d s p 芯片t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 a 为定点d s p 芯片，采用定点数进行数值运算， 其操作数用整型数来表示。当数学运算中出现小数时，可以通过确定小数点处于1 6 位中的 某一位来表示，这就是数的定标。对于1 6 位字长的t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 而言，一般使用q 1 5 的定标方案( 即用0 至3 2 7 6 7 表示0 到1 之间的一个绝对值) 。这就意味着在q 1 5 的方案 下，采样的电流与电压信号都自动表示成一个和其最大值相比较的标幺值。 因此，图2 2 中的输入电压前馈电路如下所示： 4 2 巧a l 。= 。k i j l = 髟 ( 2 3 ) 这里，圪。代表输入峰值电压所能达到的最大值。因此，输入电压检测增益k ， 可以如下定义： k i = 1 。 ( 2 q 同理，输入电流检测增益世。也同样定义为： 巧；l 。( 2 - 5 ) 1 2 浙江大学硕 。学位论文2 甲均电流方案建模 k 。代表输入峰值电流所能达到的最大值。 直流侧母线输出电压检测增益屹定义如f ： 畅= 1 。( 2 - 6 ) 。代表输出电压的最大值。 以上对r 各个增益量的定义都只在d s p 程序使用q 1 5 表达式的前提下才有效。 2 4 输入电压荫馈的软件实现皿习 输入电压前馈环节的设置使得当输入电压在一定范围内发生变化时输出功率( 南负载决 定) 保持不变。这了实现这个前馈环节，定义与输入电压有效值成比例的电压量，作为 前馈信号可直接反映网压波动并影响电流给定的幅值，提高调整响应速度。如图2 2 ，定义 前馈信号的值c 为： c 2 甄1 ( 2 _ 7 ) 在程序中，通过软件计算实现对整流输入电压圪的有效值化处理。 为了计算整流输入电压的平均值，必须得到输入电压信号的频率厂( = 1 t ) ，由 图23 所示。 v a c ( n t hs a m p l e ) ( n + t t s ) t hs a m p l e 图2 3 频率和平均值计算 为了计算输入电压的频率以及输入电压的平均值，控制系统必须采样一个周期以上的输 入电压信号。如图2 3 所示，设定v t h r e s h l d _ h i 作为高电平阀值。另外，为了避免噪声干扰， 设定v t h r e s h l d _ l o 作为低阀值。 设采样频率为工= 1 z ，则在一个周期t 内的采样次数为： n = r i( 2 8 ) 1 3 浙江人学硕士学位论文 2 平均电流方案建模 若n 已知，则输入电压的频率标幺值口 表不为： 1j 南= 厂f = 旱= 旱= 争 ( 2 - 。) 氏。n 。瓦 上式中，m 。为输入电压的最大可能频率，n m ，。为输入电压k 。 个周期内的最小 采样次数( 对应于厶。) 。 用户程序必须首先由采样次数n 得出中间值1 nt 与| v 相乘屙得到输入电乐的频 率标幺值。因此，为了以最大的精度存储1 n 而又不引发累加器的溢出，必须知道 k 的 值【1 】。这也就意味着用户必须选择最大频率做为测量基准，以此来决定 “的值。 一旦 j v 。确定，则1 n 就可以用最人精度表示为合适的定点存储形式。 例如，对于一个输入电压频率为4 7 h z 到6 3 h z 的j p ，c 电路，考虑选择最大的上作频 率为7 0 h z ，这样厶。便为1 4 0 h z ( 两倍的输入电压频率) ， _ ，值也可方便得到。 若信号k 。的频率已知，则圪的平均值可由下式计算： v d c = ”7 m 疵 ( 2 1 0 ) 其中，t 为整流输入电压频率f 下所对应的周期。将上式离散化后，得到： = 7 1 ”善8= 9 蓍”味f ) 熹= v i n ( f ) 万1 ( 2 - 1 1 v d c 1 v ，( i ) x f s 1 1 1 1 ) = 彳= 啪) 赢=f ) i 1 r 2 *f _ h ， 其中，( f ) 代表第i 次采样值。 当n 已知，可通过累加一个周期内( f ) 的值来计算整流输入电压( f ) 的平均值含量 v d c 。冈为程序中v 加( f ) 是一个与其本身最人值v m a x 相比较得出的标幺值，因此在计算 v d c 时，也必须使用标幺值的概念。 但对于一个正弦波输入的电压，其最大幅值所对应的平均值v d c 只有2 v m a x 。因 此，为了取得v d c 最大精度的定点表示，前面所计算得到的v d c 值将转化为与其自身最大 值所比较的一个标幺值，即： 吼1 = ( 弘丙1 丽v m a x = 陆三 ( 2 - 1 2 ) 为了得到剧2 2 中的c 值，还必须计算儿耙l 的倒数，即： v i n v = 1 v d c l ( 2 - 1 3 ) 显然，当耽纠值最小时，v i n v 取到最人。同前，为了取得v i n v 最大精度的定点表示， 前面所计算得到的v i n v 值将转化为与其自身最大值所比较的一个标幺值。对于一个正弦波 1 4 浙江大学顺十学位论文2 平均屯流方案建模 输入的电压，v d c 的最小值为2 r m i r d z ，其中，v m i n 为整流输入电压的榀值最小值。 例如，对丁一个下作在最低输入电压为9 0 v 有效值的p f c 电路来说，其对应的v r a i n 值为： v m i n = 9 0 x 2 = 1 2 7 v f | 此，v i n v 的最人值为何2 v r a i n ) ，而对应v i n v 的标幺值为： v i 。： ! 。l ：上。堡竺：上。坚 ( 2 _ 1 4 ) 1 。，m a x1 x1 。 、 当v i n v 以最大精度的定点形式表示后，控制系统中的前馈部分c 也可以用相同的定点 形式来表达： c = 噶( 2 1 5 ) 2 5 乘法器增益k 为了保证p f c 电路的输出功率保持一定，控制系统中必须设置乘法器增益 入电压处丁- r 限时，参考输入电流为最大。从图2 2 中可以看出： 0 = k 。, a b c = k ( 一) ( u ，) 嘿 当电流内环闭环后，有： 使得在输 ( 2 1 6 ) i 时= l i n k s j i r 。| u “= l m x k s = 1啦一1 7 ) 如前2 12 所述，当输入电压最小时，有，= 1 。另外，在满载时，外环p i 调节控制 器的输出达到最大值，有u ，= 1 。冈此，当输入电压最小时，为了得到最人输入参考电流， 要求k 。值满足下式： k m = i ，, f m a x 面杀愕 陋 2 6 电压环和电流环的补偿网络 电流内环( 假定1 s c = 0 时) 高频小信号模型为： 耻号= 堡s l 参考图22 ，p 同 - 电路的电流环的回路增益： t 。= g 日k s g c a f m 其中，调制器的增益_ ( p v v mm o d ) 司f 表示为： 1 5 ( 2 - 1 9 ) ( 2 - 2 0 ) 浙 i 大学颔i ：学位论史2 甲均电流方案建模 2 丢 ( 2 _ 2 ” 调制器的实现一部分可通过软f f ：， 部分可通过d s p 的p w m 硬件。软件程序通过使 用电流内环p i 调节器的输出u c a 作为输入信号，计算t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 的p w m 硬件部分 所需要的输出占空比。 当调制器的输入u c a 为1 时r 调制器的输出占空比设为1 0 0 ，这也就意味着e = 1 。 因此，对于穿越频率为厶的电流内环，所需的电流误差放大补偿函数为： 盱鬻 倍z z ， 与电流内耶刚环后，电压外环的传递函数司由f 式进行计算： 耻专= 彘筒茜 z s 为输出电容与电阻的并联阻抗，即： z ：刍r 。 1 + s c z o 当输出功率一定时，z o 为： z o - 一了g o 参考图2 2 ，电压环的回路增黼为： 乃= k d g w a g m 对于穿越频率为五y 的电压外环，所需的电压误差放大补偿函数为： = 等旧瓦v o ( 2 2 3 ) ( 2 2 4 ) ( 2 - 2 5 ) ( 2 - 2 6 ) ( 2 - 2 7 ) 2 - 7 补偿网络的软件实现 为了能实现p i 的数字控制，我们必须把上面两式转化成数字的形式。p i 调节器的一般 形式为： 啪m 等= 耳+ 等= 酱 c z z s ， 其中，k 为前面小节中所提剑的电流补偿器的增益，e 为电流误差信号。 为了保持一定的相位裕