（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的三相电流型pwm整流器的应用研究.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文基于d s p 的三相电流型p w m 整流器 的应用研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工 作和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包 含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论 文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：i 丕啤日 期：坦z ：! ：! 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件：学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅；学校可以学术交流为 目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播 学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名 日期 导师签名： 日期： 华北电力大学硕士学位论文 1 1 课题背景和意义 第一章引言 近2 0 年来电力电子技术得到了飞速发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、 煤炭、通讯、家电等领域。多数电力电子装置通过整流器与电力网接口，因此三相 整流器的研究得到了关注。整流器经历了不可控整流、相控整流和p w m 整流三个 阶段的发展。 经典的二极管不可控整流主回路电路简单，但是电流中含有较大的谐波分量， 对电网构成污染，引起公害；而且，它只能单方向传递能量，节能性差，现多用于 变频器中整流部分无需控制的场合。当用半控的晶闸管取代了不可控的二极管，即 所谓相控技术，是指通过控制晶闸管门极触发脉冲与输入电压间的相位来改变输出 电压极性或调节输出电压大小。相控整流由于采用自然换流方式，无需附加强迫换 流电路，因而结构简单，控制方便，但它的缺点也不容忽视，总的来说有以下几点： 深度相控下交流侧的功率因数低；交流侧输入有电流畸变；换流引起的电网电压波 形畸变；滤波器体积笨重、增加了系统总成本。 无论是二极管不可控整流还是晶闸管相控整流，其产生的低功率因数高谐波含 量都将导致电网正弦电压畸变，增加配电导线与变压器的损耗，增大中线谐波电流，一 造成电网上其他用电装置严重的电磁干扰；同时，低功率因数还将降低电源系统的 负载能力和可靠性。国际电工委员会( i e c ) 制定的i e c 5 5 5 2 标准对用电装置的功 率因数和波形失真度作了具体的限制，又于1 9 8 8 年对谐波标准进行了修正，欧洲 也制定了相应的i e c l 0 0 0 3 2 标准。我国国家技术监督局在1 9 9 4 年颁布了电能 质量公用电网谐波标准( g b t 1 4 5 4 9 9 3 ) ，传统整流器已经不符合这些新的规定。 而需要一种高功率因数低谐波的整流器【l 】。 获得高功率因数，抑制谐波的方法主要有两种：一是采用补偿装置，补偿其谐 波和无功功率；二是对电力电子装置本身进行改进，使其不产生谐波，且不消耗无 功功率或根据需要对其功率因数进行控制。两相比较，采用改进电力电子装置的方 法改善功率因数和实现谐波抑制更为有效，也就是开发输入电流为正弦波谐波含量 低且功率因数接近为1 的新型三相整流器，因此高功率因数三相整流器的研究得到 了广泛的关注1 2 】。 高功率因数整流器的基本工作原理是：通过整流桥臂上各功率器件的导通与关 断，使电路的输入电流近似为正弦，并且使其与输入电压同相位。当整流器的功率 因数为1 时，可称为单位功率因数整流器，它具有以下功能： 华北电力大学硕士学位论文 在恒定负载下，稳态运行时，保持功率因数近似为1 ； 能将输出直流电压稳定在一个设定的直流电压值附近，且保持其小波纹特性； 负载变化时，具有较快的动态响应速度。 对于中等容量的单位功率因数整流器，主要采用脉宽调制( p w m ) 整流技术， 通过对变流器的自关断功率器件按照一定的控制规律进行通断控制，达到提高功率 因数和谐波抑制的目的。 1 2p w m 整流器研究现状及趋势 p w m 整流器的研究始于2 0 世纪8 0 年代，这一时期自关断器件的日趋成熟和应 用，推动了p w m 技术的研究和应用。1 9 8 2 年，b u s s ea l f r e d ，h o l t zj o a c h i m 首先 提出了基于可关断器件的三相全桥p w m 整流器拓扑结构以及网侧电流幅值相位控制 策略1 3 】，并且实现了电流型p w m 整流器网侧单位功率因数控制。1 9 8 4 年，a k a g i h i r o f u m i 等提出了基于p w m 整流器拓扑结构的无功补偿控制理论策略1 4 】，这实际上 就是电压型p w m 整流器的早期设计思想。到2 0 世纪8 0 年代末，随着a w g r e e n 提 出的基于坐标变换的p w m 整流器连续、离散动态数学模型及控制策略，p w m 整流器 的研究发展到了一个新的高度u 】。 经过几十年的研究与发展，p w m 整流器技术已日趋成熟。p w m 整流器功率器 件已从早期的半控型器件发展到如今的全控型器件：电路拓扑结构已从单相、三相 电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；p w m 开关控制由单纯的硬开关调制发展 到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上，既有电压型 整流器，也有电流型整流器，并且两者在工业上均成功地投入了应用。但长期以来， 电压型p w m 整流器( v s r ) 以其较低的损耗、简单的结构及控制等一系列的优点 一直成为p w m 整流器研究的重点，而电流型p w m 整流器( c s r ) 由于存在直流 储能电感和交流l c 滤波环节使其结构及控制相对复杂，并且增大了系统的损耗。 但随着大功率变流技术的发展特别是c s r 在超导储能中的成功应用【6 。，较好地解决 了c s r 损耗问题，另外c s r 电流型整流器可调低电源电压，更适于大功率的金属 工业领域，如直流电弧炉、高频感应加热、直流电机驱动等。其优良的保护性能， 快速的电流响应等优点，使之成为这一领域当前研究的热点之一【6 l 【7 1 。目前，针对 电流型p w m 整流器的控制策略主要有基于三相c s r 交流侧指令电流的间接电流控 制，基于三相c s r 状态反馈的直接电流控制和三相c s r 空间电流矢量( s v p w m ) 控 制。 国内在功率变流领域方面的研究起步较晚，与先进的工业国家相比尚有较大的 距离。虽然国内也有一些公司在从事交流传动产品的开发，但是无论从科研水平还 是工程开发的经验上，都不足以和强大的外国公司抗衡，而且都以逆交器为主，几 2 华北电力大学硕士学位论文 乎没有从事p w m 变流器产品的开发，即使是在基本理论及新型控制方法的研究上， 也只有少数一些高校进行了相应的研究，取得了一些试验成果，但在p w m 变流器 的产业化能力上与国外相比相距甚远。 因此，进行高性能、低价格的p w m 变流器的研究开发工作，并加快产业化， 已成为振兴我国民族工业面临的一个急需解决的课题，这对我国的经济发展也同样 具有重大意义。 1 3 本文的主要工作 本文以三相电流型p w m 整流器为研究对象，借助d s p 芯片实现了控制系统的 数字化，并从理论分析、计算机仿真和样机实验三个方面进行了研究。主要内容包 括以下几方面： l 、建立了三相电流型p w m 整流器的数学模型。分析和比较了三相电流型p w m 整流器的几种主要控制方法，尤其对s p w m 三值逻辑控制和s v p w m 电流空间矢量控 制方法做了详细阐述。 2 、利用电力电子专用仿真平台p s i m ， 模型，通过参数调试使系统达到预期性能， 为后续软件调试工作提供参考。 建立了三相电流型p w m 整流器的仿真 并在此基础上给出具体的程序流程图， 3 、基于d s p t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a ，数字化实现了三相电流型p w m 整流器控制系 统：设计了系统硬件电路，包括主电路的参数选择，控制电路的设计以及驱动，电 源，采样电路的设计等，为控制软件的实现提供良好的硬件平台；设计基于 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 的控制系统软件，包括系统初始化、运行控制等系统程序和a d 采样模块、反馈电流计算模块、p i 控制器、p w m 波形产生模块等，以实现控制系 统的调节目的。 4 、对样机进行了开环，闭环和负载突变等多项实验，以测试实验系统的正确性 和实用性，并对实验结果进行了分析。 华北电力大学硕士学位论文 第二章电流型p w m 整流器的数学模型及控制方法 2 1 三相整流器的拓扑结构及特点 三相p w m 整流器按直流储能形式一般分为电压型p w m 整流器( v o l t a g es o u r c e r e e t i f i e r - v s r ) 和电流型p w m 整流z 器r ( c u r r e n ts o u r c er e c t i f i e r - c s r ) ，其拓扑结构如 图2 一l 所示。 幻电压型p w m 整流电路 b ) 电流型p w m 整流电路 图2 1p w m 整流电路拓扑结构 三相电流型p w m 整流器与电压型p w m 整流器的拓扑结构具有对偶性，两者在 结构和性能上的比较如下嗍： 1 从主电路结构分析 开关管结构： 电压型主电路中每个开关管都需要反并联一个续流二极管，它不仅为感性负载 提供续流通路，而且在逆变( 再生) 运行时，作为电流方向流通的路径。在逆变( 再 生) 时电流方向改变，这些开关管的反并联二极管为反向电流提供了通路。而在电 4 华北电力大学硕士学位论文 流型主电路中，不需要在功率管两端反并联二极管，在逆变( 再生) 时，中间回路 的电流方向保持不变，而只要改变电压的方向。由于电流型主电路中的电力半导体 器件在主电路中必须承受正、反向的耐压，所以应采用对称式结构，即具有正、反 向耐压的特性的功率管，如g t o ，i g c t 或者将m o s f e t ，i g b t 等与二极管串联使用。 直流侧滤波回路： 电压型p w m 整流器( v s r ) 拓扑结构最显著的特征是直流侧采用电容进行直流滤 波，从而使v s r 直流侧呈现低阻抗的电压源特性。v s r 交流侧电感主要用以滤除网 侧电流谐波。电流型p w m 整流器( c s r ) 拓扑结构最显著的特征就是直流侧采用电感 进行直流滤波，从而使c s r 直流侧呈现高阻抗的电流源特性。电流型p w m 整流器除 直流储能电感以外，与v s r 相比，其交流侧有一个滤波电容，其作用是与网侧电感 一起组成l c 滤波器，以滤除c s r 网侧谐波电流，并抑制c s r 交流侧谐波电压。 所以，就结构来说，c s r 较v s r 复杂一些。 2 从输出特性分析 对电网的污染： 电流型整流器与电压型整流器在减少对电网污染程度方面都具有良好的性能。 一逆变特征： 无论电压型还是电流型p w m 整流器，其主电路形式都能满足电能双向流动的要 求。交流侧输出特性几乎是一样的；但直流侧输出特性存在较大的不同。从整流器 的输出看，电流型p w m 整流器的直流侧电流方向不可以改变，而电压极性可以改变。 电压型p w m 整流器的直流侧电压极性不可以改变，而电流方向可以改变。 一输出电压： p w m 整流器是从斩波电路演变过来。电压型整流器是从b o o s t 升压型斩波电路 演变过来，电流型整流器是从b u c k 降压型斩波电路演变过来的。所以，电压型整 流器输出直流电压始终高于交流侧电压，不能从零开始调节，而电流型整流器输出 电压则可以从零开始调节。 就输出特性来说，降压型的c s r 比升压型的v s r 更有优势，毕竟多数场合要求 电压从零起调，而不是从很高的电压起调。 3 从装置的可靠性分析 一当出现开路故障时： 负载和桥路开路时候，整流器将受到大的电压冲击。电压型整流器由于电容的 存在不会出现很大危险；电流型整流器在负载侧通常反向并联一个晶闸管，使得电 感电流通过晶闸管形成通路，也不会出现过电压。 当负载出现短路故障时： 负载短路时候，整流器将受到大电流冲击。电压型整流器直流侧是大电容，电 容直接放电，将会出现过电流故障；在电流型p w m 整流器中由于直流侧电抗的存在， 5 华北电力大学硕士学位论文 控制电路有足够的时间进行保护动作，从而使其安全性比电压型高。 一当桥路出现短路故障时： 电压型整流器同一桥臂将会出现直通，将会出现过电流。与电压型p w m 整流器 相比，电流型p w m 整流器不存在直通短路的问题，对电流的控制也相对容易得多， 电流的动态响应较快。 当出现脉冲丢失，紊乱故障时： 在出现脉冲丢失或者紊乱时候，p w m 整流器要么出现桥臂直通，要么出现桥臂 开路。分析同前面桥路故障一样。 所以，如果就可靠性相比较，电流型p w m 整流器更有优势。 综上所述，电流型整流器将会受到越来越多的关注，并得到更为广泛的应用。 2 2 三相电流型整流器的数学模型 建立三相电流型整流器的数学模型是深入研究整流器的特性和实现其控制的 重要步骤，本节建立了三相电流型整流器的三相静止坐标系( a ，b ，c ) 的数学模型，为 本文的其它章节的理论分析，仿真研究和实际设计奠定了理论基础。 在图2 1 所示三相电流型p w m 整流器的主电路中，作如下假设； 1 ) 电网电动势为三相平稳的正弦波电动势( p 。，e b ，p c ) 2 ) 交流、直流侧滤波电感工、l 均是线性的，且不考虑饱和 3 ) 开关损耗已折合到c s r 直流侧，且包含在r 。之中 由图2 1 并根据基尔霍夫电压、电流定律，可写出三相c s r 一般数学模型为： 上等= 气一心一。r 哮= 一一如r 哮= 巳一k t r c 吒 口 c 粤：乙一 甜 c 鲁= 。一 k 粤= v d 。- - 么 a t 6 ( 2 1 ) ( 2 。2 ) ( 2 3 ) 华北电力大学硕士学位论文 式中吃( 后= a , b ，力一三相电网相电动势瞬时值； ( j i = 口，b ，c ) 一三相c s r 交流侧相电压瞬时值； “( 七= a , b ，c ) 一三相c s r 网侧相电流瞬时值； t ( i = 口，b ，c ) 三相c s r 交流侧相电流瞬时值； 么一三相c s r 直流输出电流瞬时值； 一三相c s r 直流侧输出电压瞬时值。 为了在三相c s r 一般数学模型中体现p 踟状态对三相c s r 瞬时电路特性的影响，引 入三值逻辑开关函数吼，且定义 i 1 上桥臂管导通，下桥臂管关断 吼= 0 同一桥臂器件全导通或全关断( 七= 口，b ，c ) l l下桥臂管导通，上桥臂管关断 则三相c s r 交流侧进线电流为： = 吼t ( 后= 口，b ，c ) ( 2 _ 4 ) 直流侧电压为： v 出= v 口+ + 咋吒， ( 2 _ 5 ) 将式( 2 4 ) 、式( 2 5 ) 代入式( 2 1 ) 式( 2 - 3 ) ，得基于开关函数描述的三相c s r 一般数学模型 上等= 咚一心喇 c 鲁= 。一吼屯 ( j 叫6 c ) k 鲁= 。萎，。唯吼一垃k 2 3 三相电流型整流器p w m 信号发生技术1 】 ( 2 6 ) 对于三相电压型p w m 整流器( v s r ) ，其控制常采用二值逻辑p w m 技术，即对同 一桥臀，或上侧功率管导通，或下侧功率管导通，而不存在同一桥臂上、下侧功率 管同时导通或者同时关断的情况。若以双极性二值逻辑开关函数p 加以描述，则 f 1上侧功率管导通，下钡恸率管关断 7 i 一1 下侧功率管导通，上侧功率管关断 然而，对于三相电流型p w m 整流器( c s r ) ，若要实现其交流侧电流的p w m 控制。则 任一瞬间上、下侧桥臂各只有一个功率开关管导通，且不存在同- - gf j 桥臂( 上侧或 下侧) 同时有两个功率开关管导通的情况。这样，若研究三相c s r 同一桥臂上、下侧 ， 华北电力大学硕士学位论文 功率开关管的通、断情况，则存在上侧管导通而下侧管关断、下侧管关断而上侧管 导通、上下侧管全导通或全关断共计四种情况，定义三值逻辑开关函数盯，则 fl上侧功率管导通，下侧功率管关断 盯= 0上下侧功率管全通或全断 f 一1 下侧功率管导通，上侧功率管关断 对于二值逻辑p w m 控制，其p w m 信号发生最常用方法是采用三角载波p w m 方案。 若在三角载波p w m 二值逻辑信号发生方法基础上，产生适用于三相c s r 的三值逻辑 p 删信号，则可使三值逻辑p w m 信号发生简单化。这就是二值逻辑到三值逻辑的转 换。 要实现三相c s r 交流侧电流的p w m 控制，则三值逻辑开关函数吼( 七= 吼b ，c ) 必须满 足 以= 0 ( 2 _ 7 ) t = 口6 p 将双极性二值逻辑开关函数n ( 七= 口，b ，c ) 与三值逻辑开关函数吼( 七= d ，b ，c ) 联系起 来，并满足式( 2 7 ) ，则可令 吒= ( 乃一p x ) = 0 ( i 暮，) ( 2 - 8 ) 实际上，由式( 2 - 8 ) 进一步展开，则 仃。= 妻“p 。一p o ) + ( p 。一p b ) + ( n p 。) 】 k = a 6 。口 二 。 1 = ( 见一儿) + ( 既一以) + ( b 一儿) 】 = o 口+ 口b + o 。 显然，三值逻辑开关函数吒( 露= a , b ，c ) 可由双极性二值逻辑开关函数仇( 女= a , b ，c ) 的线性组合来描述，即 吒：i 1 ( 见一a ) ；：；魄一只) ；叹：吾魄一p i ) 圣 = 吉 三i l 荔 ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) 三值逻辑p w m 有9 种开关状态组 华北电力大学硕士学位论文 表2 - 1 二、三值逻辑转换及状态值 二值逻辑三值逻辑上桥臂管状态下桥臂管状态三值逻辑 状态序号 p l p b p cc r i 吒巧v j 。v b v ： + l + 1 10 + 1 1 o oo o 群1 + 1 1 + 1+ 1 1o o oo o 撑2 + l 1 1+ lo 1o oo o 拌3 1 + l + 1一l0 + lo o o o 牟4 1 + 1 1，l 十1o o oo o 群5 1 一l + 1o 1 + lo o o o 拌6 1 - 1 1o oo o撑7 ( # o ) + l + l + 1oooo 0o o拌8 ( 撑o ) o o o o 拌9 ( 撑o ) 2 4 三相电流型整流器控制方法 p w m 控制技术作为现代电力电子装置中常用的一种功率变换方式，其基本的 工作原理是通过对功率器件的导通和关断进行控制，使输出一系列幅值相等而宽度 不等的脉冲，并按一定的规则对脉冲信号的宽度进行调制，既可改变输出电流的大 小，也可改变输出频率，大大加快系统的动态响应。而一般的调制方法是把希望的 波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所希望的 p w m 波形。通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度成线 性关系且左右对称，当他与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻 控制电路中功率器件的通断，就可以得到幅度不变，宽度与调制信号的瞬时值成正 比的脉宽调制波【9 】【1 0 l 。 将p w m 技术应用于三相整流器，是为了获得高功率因数和低谐波，从而更加 适应工业领域对整流器的要求。为了实现高功率因数，必须从功率因数的决定因数 入手。 对于非正弦输出的情况，功率因数是指从电网输入的有功功率与视在功率的比 值，即： a ：一p ( 2 1 1 ) = 一 l z - i l ， s 其中，p 一有功功率 s 一视在功率 9 华北电力大学硕士学位论文 一般认为输入的电网电压为正弦波，a 可表示为 = c o s 其中，u 、一从电网输入的基波电压和电流的有效值； 妒一基波电压与基波电流之间的相位角； 厶，厶l 一输入电流中的高次谐波电流的有效值。 设s =为输入电流波形的失真因数，则： ( 2 1 2 ) a = 占c o s p ( 2 1 3 ) 式( 2 1 3 ) 说明功率因数a 可视为电流波形失真因数s 和基波相移因数e o s p 的乘积， 即功率因数的大小决定于电流波形失真因数和基波相移因数。 三相电流型p w m 整流器采用i g b t 作为系统的功率开关器件。功率开关器件处 于工作状态，使整流器三相输入电流的低次谐波成分非常小，而高次谐波容易被电 容器滤掉，所以流入电网的电流工作在p w m 调制状态，电流波形失真因数占近似 为“1 ”，从而解决了整流器由于输入电流畸变引起的功率因数下降问题。也就是说， 保证交流输入电压与电流同相位( 基波相移因数为1 ) 成为获很高功率因数的首要 条件。 由于三相整流器采用p w m 控制，可通过不同的调制方法控制输入电流 = 岛6 ，c ) 的相位和幅值，从而达到： 保持整流器输出直流电流恒定； 保持整流器输入电流和电网电压1 4 。同相位，即实现基波相移因数为1 。 2 4 1s p w m 控制 2 4 1 1 系统控制原理 i o 华北电力大学硕士学位论文 若要求三相c s r 实现网侧单位功率因数控制， i 巳( f ) = es i n r o t 【0 ( f ) = s i n 鲫 则对于网侧a 相回路，应有以下关系 ( 2 - 1 4 ) e ( f ) = c ( 1 一c 0 2 l c ) s i n c o t 一最国c c o s 刎 ( 2 一t 7 ) 妒：彳娑宰妥i ( 2 1 9 ) 。 2 乞2 尺m ( 1 一曲2 上c ) 如( f ) 2 篓黧黛蟒 ，l = 止2 ：( 1 一以c ) 2 + ( 瓦岫2s i n ( o t 一詈一妒j 华北电力大学硕士学位论文 的偏差经p i 调节限幅后生成调制比m 。将m 与对应相调制正弦波同步补偿信号相乘 得到对应相电流调制信号指令，进而与高频三角载波比较，所得到的二值逻辑s p w m 脉冲经二三逻辑变换生成三值逻辑s p w m 脉冲作为整流电路各开关器件的控制信号， 从而在整流器输出端获得所需波形的电流，其系统控制流程如图2 2 所示。该控制 方法的优点是动态响应好，开关频率固定，电路简单，对高频的系统具有较好的控 制特性，且输出波形中含有载波频率固定，容易滤除，易实现整流器的全数字控制。 2 4 1 2 三值逻辑p w m 状态切换 图2 - 2s p w m 控制系统框图 下面讨论在三相c s rs p w m 控制方法中如何实现一个正弦波调制信号周期中三值 逻辑p w n i 状态的切换。就二值逻辑p w i v l 状态切换而言，一个正弦波调制信号周期中， 每隔6 0 。其状态切换模式发生变化。这是因为，对于三相对称正弦波信号，其幅值大小 关系每隔6 0 。改变一次。另外，当p w m 开关频率与正弦波频率相比足够高时，一个 p w m 开关周期中的调制信号幅值可近似不变。图2 3 分析了一个正弦波信号周期中， 三值逻辑状态的变化( ”。 a ) b ) 1 o 一1 1 c ) 。 1 1 - 兰= 呈= ：一兰，= 二一! ) 1 、d 叶!斜； 手裂；i 到i 1 f h 1 2 手球； n 几【几厂 厂 几广nr 厂 厂 几几厂 n几n n 厂几厂 广 r 几nr 厂几几 n厂1 厂 r1 几广 a ) 正弦波调制信号b ) 三角波调制 c ) 三值逻辑开关函数波形d ) 各区间的三值逻辑状态切换 图2 - 3 三值逻辑p _ 9 y m 波形及三值逻辑状态切换 华北电力大学硕士学位论文 从图2 3 中可以看出：每6 0 。区域，三值逻辑状态在两个非零状态值与一个零状态 值之间来回切换。一个正弦波调制信号周期中，每个非零状态值在1 2 0 。区域相间出现。 然而，由于零状态值分布于整个正弦波周期中，并且共有3 个零状态值( 样7 “9 ) ，这就 需要进一步研究不同6 0 。区域零状态值的选取。为便于分析，将一个正弦波周期每隔 6 0 。分区，并记为i 。 考虑区域i 时的情况，此时三值逻辑在# 1 ，# 3 ，# o 状态值间切换。由于# 1 ，# 3 状 态值所表示的三相c s r 开关状态中v 。始终导通，为了确保在# o ，# l ，# 3 状态值间切 换时只有一对功率开关管发生状态变化，因此区域i 时的零状态值应取# 9 。 同理，可分析区域i i 三值逻辑p w m 状态切换时群o 状态值的选取。一个正弦波 调制信号周期中，所有状态值的切换及# o 状态取值如图2 4 所示 图2 4 一个正弦波周期中三值逻辑p 删状态转换及零状态取值 显然必须设置零状态取值的逻辑判别单元，一旦零状态有效，逻辑单元将根据 正弦波调制信号的不同区域，分别输出不同的零状态值( # 7 - # 9 ) ，其电路结构如图 2 5 所示。区域i 一识别信号( y o y 。) 是通过对三相电网线电动势极性信号译码获得 的。由于i iv 、一v 、一每两个区域共用1 个零状态值( # 9 ，# 8 ，# 7 ) ，因而 区域识别信号( y 。一y 。) 两两通过与非门，并产生与零状态对应的开关信号# 9 d 一# 7 d 。 另一方面，二值逻辑开关函数信号( m p 。) 须经过二、三值逻辑转换获得三值逻辑开 关函数信号( 0 。一0 。) ，而通过o 。、0 - 、a 。的“或”信号选通译码器，即只有当 o 。= o 产0 。= o 时，译码器输出才有效，否则输出无效( 全高电平) 。这说明只有在零 状态时# 9 d ，# 8 d ，# 7 d 信号方才有效。最终将三值逻辑p w m 非零状态对应的开关信 号( d 。、d 。+ 、d 。、d 。、d 。、d 。) 与零状态取值信号( # 9 d ，# 8 d ，# 7 d ) 分别相“或”，即 获得与三相c s r 功率开关管对应的驱动信号( v 。、v 。、v 。、v 。、v 。、v 。) 。 巍端h 画 华北电力大学硕士学位论文 比较器 图2 - 5 三值逻辑生成电路 2 4 2s v p w m 控制 2 4 2 1 三相c s r 空间矢量的定义 设三相c s r 交流侧电流瞬时值分别为f a 、瓦、f c ，可将三相静止坐标系( a ，b ，c ) 变换成两相静止坐标系( a ，p ) ，且坐标系( a ，p ) 中的三相c s r 交流侧电流瞬时值可表达为 0 q 1 2 其中，旺轴与a 轴重合。 ： = 詈 ( 2 2 1 ) 式( 2 2 1 ) 同样也可由复平面( a ，b ) 电流矢量描述，即 j ： ：昙(fl+e孥j+jip+ i o e 争) ( 2 - 2 2 ) j = = 詈( + e 3 e3 ) 若只考虑三相c s r 交流侧对称基波电流，且令 t = i ms i nc o t 气= 驯n ( 舭争 f c = 删n ( 褂等) 1 4 ( 2 2 3 ) ：笪：。一：万一： 1 o 华北电力大学硕士学位论文 式中厶一一c s r 交流侧基波电流峰值。 将式( 2 - 2 3 ) 代入式( 2 - 2 2 ) ，得 j = 引s i n c o t + s 砥耐一争氛砥耐+ 等吲 协z 4 ， 式( 2 2 4 ) 表明：三相对称基波电流可以由一空间同步旋转矢量描述。 由于三相c s r 采用三值逻辑p w m 控制，则由表2 1 可得不同开关函数( c r o ，吒) 组合的电流空间矢量，其构成如图2 - 6 所示。 ( a ) ( d ) b b ( b ) ( c ) ( c ) ( f ) ( a ) 吒= 1 ，吼= 0 ，吒= 一1( b ) 吒= o ，吒= l ，t = - 1 ( c ) o a = 一l ，吒= 1 ，c r c = 0( d ) o a = 一l ，= o ，吼= 1 ( e ) 吒= 0 ，= 一1 ，吒= 1( f ) 吒= 1 ，= 一1 ，吒= o 图2 - 6 三相c s r 空间电流矢量的构成 除图2 - 6 以外的开关函数组合均为零状态组合，由于对应电流矢量的模为零，故称 为零电流矢量。 由于功率开关管导通时流入功率开关管的电流幅值均为t ，则由图2 - 6 ，易得三相 c s r 空间电流矢量的模值为 = ( 七= l ，9 ) ( 2 _ 2 5 ) 华北电力大学硕士学位论文 因此，三相c s r 空间电流矢量分布如图2 - 7 所示。 由图2 7 及式( 2 2 5 ) ，三相c s r 空间电流矢量可描述为 l ；j 去聃( k = l - 6 ) ( 2 - 2 6 ) 【0 ( 七= 7 ，8 ，9 ) 当j 7 有效时a 相上下桥臂全通，当厶有效时b 相上下桥臂全通，当l 有效时c 相上 下桥臂全通，所以当零矢量有效时，三相c s r 交流侧不输出任何电流，j 9 零 矢量统一表示为0 1 3 1 。 磊 ( 1 1o ) 厶 ( 一101 l m 【p ) j l 厶( 0 1 1 ) p c ( d 誓n ， 厶( 1 1 ， x s ( o 一11 ) 图2 7 三相c s r 空间电流矢量分布 2 4 2 2 电流矢量的合成与调制 三相c s r 空间电流矢量调制就是利用三相c s r 空间电流矢量厶( 七= 1 9 ) 进行相应 的矢量合成，使合成矢量等于指令电流矢量，。对于任意扇区中的指令电流矢量， 均可由扇区两边的空间电流矢量来合成。若指令电流为三相对称正弦波电流，则对应的 指令电流矢量运动轨迹必为圆形轨迹问，实际上，由于开关频率和矢量组合的限制，+ 的合成矢量只能以某一步进速度旋转，从而使合成电流矢量的轨迹为多边形准圆轨迹。 显然，p w m 频率越高，多边形准圆轨迹就越接近圆。 若指令电流矢量j 位于扇区i ，利用扇区i 的两边界矢量l 、正，即可合成矢量r 。 根据合成模式及零矢量位置的不同，可分为两种基本合成模式如图2 8 所示。图2 8 ( a ) 为单三角合成模式，该模式下零矢量一般平均施加于指令矢量的首尾；图2 8 ( b ) 为双 1 6 华北电力大学硕士学位论文 三角合成模式，该模式下将零矢量分别施加于指令电流矢量的首尾及中点上。研究表明， 双三角合成模式输出的电流谐波含量要比单三角合成模式输出的电流谐波含量低，但器 件开关频率比单三角合成模式高f 1 3 】。 州b ) 1 9 1 0 - l r e ( a ) l l ( a ) 单三角模式 ( b ) 双三角模式 图2 - 8 电流矢量的基本合成模式 对于三相c s r 的s v p w m 的调制步骤为：1 ) 判断指令电流j 所在的扇区；2 ) 选 择开关矢量及其作用顺序；3 ) 计算开关矢量的作用时间，合成三相p w m 信号。具体 调制过程如下： 1 指令电流矢量所在区间的判断 按传统方法，如图2 8 所示，矢量，与口轴的夹角为y ，且t a n ，= l j ，通过反 正切函数求出矢量，+ 在空间矢量上的角度，进而通过正弦函数求出矢量的作用时间。 因反正切计算复杂，若用查表法又会浪费较大的空间，使传统计算电流空间矢量的位置 和作用时间的方法难以实现数字化。下面介绍一种电流空间矢量的改进算法，可直接采 用指令电流来判断扇区和作用时间【1 5 】。 将三相正弦指令电流按每6 0 。划分区间，一个工作周期被划分为6 个区间，如图2 - 9 所示 一i 茂li i “气w 一 、闵1 一粥“ 图2 - 9 指令电流的区间划分 区间划分的特点是每个区间中，保证有任意两相电流符号相同，而与另一相的符号 1 7 华北电力大学硕士学位论文 相反。所以控制系统只需检测三相指令电流与0 的大小关系即可。设岛蜀岛分别代表 a , b ，c 三相电流的符号，且规定电流为正时选择值s 赋1 ，电流为负时选择值s 赋0 。从而 容易得到扇区选择值s 与矢量j 所在扇区的关系如表2 - 2 所示 表2 2 扇区选择值s 与电流矢量，所在扇区的关系 2 开关矢量的选择 由于采用双三角合成模式，零矢量分别施加于指令电流矢量首尾及中点上，而零矢 量的选取有三种可能，即i o = 、厶= 厶、i o = 厶。基于一个开关周期中的功率开关管 切换次数最少的准则，即每一个切换过程中只有一对功率开关管通断。仍以扇区i 为 例，由于扇区i 的边界矢量分别为( 10 一1 ) 、，( 1 1o ) ，因此当在扇区i 进行矢 量合成时，三相c s ra 相上侧管始终导通，这样这一扇区的零矢量应选1 0 = 厶。同理可 分析其它扇区矢量合成时的零矢量选择，结果见表2 - 3 。 表2 - 3 不同扇区零矢量的选取 从而进一步得到各扇区矢量的切换顺序如表2 - 4 所示。 表2 4 双三角形合成模式下的矢量切换 扇区 i v v i 矢量切换 l r l l l i t i b l l k i t b l i t h h 五五五五五五五 l 1 3 i t l l i - b l k i t k k b i 、b h i * 1 6 i b l t i s i g 3 开关矢量作用时间计算 以扇区i 为例，设电流矢量合成过程中的l 、各段矢量施加时间分别为互、五， 且p w m 周期为互。 1 8 华北电力大学硕士学位论文 则l 五十正= j 正 为了弥补c 和五+ 五之间的时间差，在l 、j 1 合成，+ 的过程中需要插入零矢量，其 作用时间为瓦= - r , 一正。 将指令电流矢量，空间电流矢量l 、分别分解到口、轴上。由图2 - 8 容易 得到a 、p 轴上的对应关系为： i厶it瓦2c。o妞s，30。一+厶16互t1。cmos。3。0。：=t,ia 化简可得 同样可得第1 i 扇区为 第扇区为 第扇区为 第v 扇区为 第扇区为 卜乏l 卜乏c 吼枷 1 9 + 3 l ) ( 2 2 7 ) ( 2 - 2 8 ) ( 2 - 2 9 ) ( 2 3 0 ) ( 2 3 1 ) ( 2 3 2 ) 黝脚 一 叶 化 以 嚣一魄昱勉 = l l 一旧慢 疋 象丑么 = = 墨 乏 ， 以 矗 洳 b一玩五一玩 = = 一一隅、 以 一 l 以 墨一如写一玩 = = 互 互 ，ji，l 华北电力大学硕士学位论文 定义 五= 薏( 。帆) 瓦：拿l k ， 矽：盟 么 从而得到扇区号与相应的电流矢量的作用时间的关系如表2 - 5 所示 表2 。5 各扇区电流矢量作用时间 ( 2 3 3 ) ( 2 ，3 4 ) 巧 正 矿 矿 一矿 u 一驴 一矿 一u 一 矿 一u 考虑到在动态调节过程中可能出现过调制现象，在计算出五+ 正 z 时，取 4i g b t 触发信号的生成 ( 2 3 5 ) ( 2 3 6 ) 根据三相c s r 空间电流矢量的构成以及双三角形合成模式下的矢量切换顺序，并考 虑对称性，采用七段式电流空间矢量p w m 波形发生方法，每段发生的时间分别为手，寻， 詈，手，孚，寻，手从而得到各个扇区内六只i g b t 各自的门极触发信号，如图2 - l o 所示 如 吼 以 + 一 l 昱 互 = = u 矿 i z 正一 土m 五 疋 华北电力大学硕士学位论文 i 区 t e 4t t ，2 m 聊t i 2t d 4 iji ：illii ：i i ii t 1 1 。r r 。1 。1 i it 口r 一一十一一1 一一一卜一一一叫p 一一十一一一一一 1 lii ， j ，lj i 6 j ；一一一 ：lii ：lliii ：i： l cl - - - - - - - - - _ 一一一- 区 + 删17 ”! 耻! mj m17 ”! m i 区 + 训f7 “r 聊fm ”17 ”f 础 m lt ”i 研i 伽j t ”j m ：iiiiii m it ”- 坼i 础j jt ”i m ili ii 。，l；il!il 一一 j： 6 c ：i ：j ：j ：j ：盘一一 卜 _ _ + _ _ _ 一 一l 二二，j 一j ，j i 二0 + ”! 似l 聊fm ! 耻! ”! m b 一一；一一i 一一- r - - 一；一一一i 一一一一j 一一一 6 。i i 二j 二j 二j j 一一一一二c ， 区 + 聊1 1 ”! m ! ! 哪17 ”! m t d 4t j 2 聊埘t i 2t q 4 罩ilflll ：i ji ：llil - _ - _ _ h ：jjii liil 口 一一十一一1 一一一卜一一一1 一一一p 一一十一一1 一一一 ；! !：! c ，l l 二上土二二 2 1 ，卜 ? 聊；i 加；i 聊| 聊；加l m ；础；? 础i i ”j i 础 仳；伽 m i 础； 。薛“ l 。l 口l 口l ：窜l i i霉i ii i ： ：簋j 三e 强：篷 。： ： 一h ； ：e e 匿j j j j 二二：尉if ：捌：! 盎i ：二c i ! ! 一j j j i 一二二。，：i ；l i ；l i 。| i 口口h 一山 i i ； 。目i l 口i i 口i 。，盛i 工i i 墨1 11 1 - - - - - - 2 5 小结 本章对三相电流型p w m 整流器的数学模型及控制方法进行了分析，首先将电流型 p w m 整流器与电压型p w m 整流器的进行了对比，继而建立了三相电流型整流器的的数学 模型，介绍了三相电流型整流器p w m 信号发生技术，并从p w i v l 控制原理入手，分析 影响整流器功率因数的主要因素，详细阐述了s p w m 和s v p w m 两种控制方法，其中 包括三值逻辑p w m 状态切换、电流矢量的合成与调制等内容。 华北电力大学硕士学位论文 第三章基于p s i m 的电流型p w m 整流器仿真分析 当今计算机仿真技术已经逐步成为科学技术研究中不可缺少的重要手段，仿真 结果对系统设计和实现具有很强的指导意义。对系统特性的研究最好先利用计算机 进行仿真，预测其动态特性，对系统各个参数进行估计，并保证系统的不稳定性不 出现在实际系统中，从而在系统调试的过程中少走弯路，达到事半功倍的效果。本 论文仿真工作采用电力电子专用仿真软件p s i m 来实现。 本章首先对仿真平台进行简单的介绍；然后针对上一章提到的s p w m 控制方法 和s v p w m 控制方法，分别搭建其仿真模块，优化参数；最后给出仿真波形并对其 进行分析。 3 1 仿真平台概述 随着计算机技术的发展，仿真已成为科技工作者广为采用的手段。仿真软件的 迅速发展，使得各个学科的研究工作者从大量、繁琐的数学计算中解脱出来，减轻 了计算的工作量，缩短了开发时间，同时极大地改善了仿真的精度和效果。 九十年代以来，国外开发了大量的仿真软件，美国p o w e r s i m 公司推出了p s i m 软件。p s i m 是专门为电力电子和电机控制设计开发的仿真软件。它的特点是仿真速 度快，拥有良好易用的用户界面，仿真功能十分强大。 基本的p s i m 仿真单元包括三部分：p s i m 仿真结构图，p s i m 仿真器和用于波形 显示的p s i m 仿真显示器。 p s i m 仿真结构图为用户提供了非常简单易用的用户界面和编辑窗口。仿真电路 可以很容易地被搭建和编辑。对于大系统仿真，p s i m 提供了分层电路功能，可以实 现部分电路被下一层电路模块代表，方便了编辑和阅读复杂电路。为了进一步提高 易用性，p s i m 还提供了在线模块帮助功能。 p s i i d 仿真器是整个仿真环境的核心。它利用高效算法解决了收敛问题，和存在 于许多其他软件中的仿真耗时问题。p s i m 仿真器提供的快速仿真功能使用户能反复 进行仿真设计，极大地提高了仿真效率。 仿真结果显示在p s i m 仿真显示器中。p s i m 仿真显示器提供了多种波形处理工 具，诸如多窗口显示，不同颜色线条编辑，测量等功能。波形后处理功能包括波形 加减，求平均值和有效值，傅立叶变换等功能。 基于其独特的高效仿真速度，处理任何复杂程度的电力变换电路功能，强大的 控制仿真库，p s i m 是一款理想的电路级，系统级，控制回路设计。电机控制和动态 系统研究的仿真工具。 华北电力大学硕士学位论文 3 2s p w m 控制方法仿真 第二章分析了电流型p w m 整流器的s p w m 控制方法，根据图2 - 2 搭建p s i m 仿真 模型，如下图3 1 所示 图s - 1s p w i 控制方法系统仿真图 1 仿真参数 在图3 - 1 中，仿真系统参数包括主电路参数和控制系统参数。 主电路参数如下； e 。= e b = e c = 2 2 0 vl = 0 1 7 x 1 0 - j h c = 1 5 0 x 1 0 o f r = 0 o l q l c , t = 5 x 1 0 。hr l o a a = 2 f 2 控制系统