（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的三相电流型空间矢量pwm逆变器的研究.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文基于d s p 的三相电流型空间矢量p w m 逆变器的研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究 工作和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不 包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机 构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在 论文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：! 茧丕k 日 期：立竺降 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅；学校可以学术交流为 目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播 学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名： 日期： 导师签名： e t 期：幽：! ：丝 监产嗵芈 华北电力大学硕士学位论文 1 1 交流调速的发展与现状 第一章引言 交流电动机在1 8 8 5 年出现后，虽然结构简单、可靠、造价低廉，但调速性能 ( 调速范围、稳定性或静差度、平滑性等) 却无法与直流调速相媲美，所以在调速 领域中，直流传动一直占据着统治地位。但是，由于直流电动机存在着“换向”这 一理论和技术方面的实际困难，使得直流电动机的最高电压只能达到1 0 0 0 多伏， 而交流电动机则很容易作成6 k v 、l o k v 或者更高；另外直流电动机的制造和维护 也比交流电动机复杂，特别是随着科学技术的发展，直流电动机的单机容量、电压 等级、转速和体积往往不能满足实际需要。例如，目前直流电动机的单机容量只能 达到1 2 0 0 0 k w 和1 4 0 0 0 k w ，分别制成三电枢和双电枢的形式，而交流同步电动机 和异步电动机的单机容量都可以远远高于此值；在转速方面直流电动机的最高转速 只能达到3 0 0 0 转分左右，而交流电动机转速则可高达每分钟数万转或更高，这些 都是直流电动机的薄弱环节【l 】【”。 为了克服上述缺点，很多国家一直在致力于发展交流传动技术。起初，由于交 流调速的发展受其物质基础静止式变流器件以及相应的电子逆变技术的限制， 交流调速装置未能得到推广应用，有的甚至未能走出实验室。上世纪六十年代以后， 随着电力电子技术的发展，交流调速的发展出现了一个飞跃；尤其是上世纪七十年 代以来，大规模集成电路和计算机控制技术的发展，以及现代控制理论的应用，为 交流调速的发展进一步创造了有利条件。诸如交流电动机的串级调速、各类型的变 频调速、无换向电动机调速，特别是矢量控制技术的应用，使得交流调速逐步具备 了宽调速范围、高稳速精度、快动态响应以及在四象限作可逆运行等良好的技术性 能。原来的交直流拖动分工格局逐渐打破，在各工业部门用可调速交流拖动取代直 流拖动的形式己指日可待。特别应该指出的是，交流调速拖动系统在节能方面的作 用。在世界能源紧张、能源费用高涨的今天，交流调速技术作为节约能源的一个重 要手段，引起了人们的高度重视。究其原因：一方面，交流拖动负荷在各国的用电 量中有很大的比重( 工业发达国家，大都占一半以上) ，对这类负荷实现节能，可 以获得十分可观的节电效益；另一方面，交流拖动本身也存在着很大的可以挖掘的 节电潜力【3 】 4 】。 总之，交流调速技术具有优良的调速性能，还可以带来节约能源、减少维修费 用、节省占地面积等优点，尤其在大容量或工作在恶劣环境时更是直流电机拖动所 不及。所以，交流调速技术的应用有着广阔的前景。 1 2 研究的意义和国内外研究动向 1 华北电力大学硕士学位论文 1 2 1 研究的意义 在我国电力、石化、矿山、冶金及排水等领域，风机和泵类负载是应用最广泛、 耗电量最大的一类生产机械。据统计，风机和泵类负载的耗电量占到整个工业用电 量的4 0 以上，而风机、泵用电量的3 0 4 0 消耗在调节阀门及电网压降上，使用 中存在运行效率低的缺点，造成了电能的巨大浪费，与经济运行标准还有相当大的 差距，所以这类负载的节能潜力相当大【5 】。在能源日趋紧张的今天，如果能够对风 机、水泵类负载的节能技术改造有一个突破性的研究，则每年将形成数亿元的经济 效益。众所周知，在风机和泵类负载的节能措施中调速运行是最有效的。在低电压 小容量电机系统的节能调速中变频调速装置得到了广泛的应用和认可，而在高压大 容量系统中，变频调速成本很高，体积大，存在诸多问题。在节电率相同的情况下， 电动机的功率越大其节能效益也就越大【”。因此，高压大功率电动机驱动的风机、 水泵采用调速传动，其节能效果将更加明显。尽管大功率风机和泵类负载采用调速 传动后可节约大量电能，平均3 0 左右，但由于国内适合风机、泵类负载的高压变 频器还没有成熟定型产品，国外高压变频器价格十分昂贵，推广应用受到很大的限 制，特别是大功率的风机和泵类负载，由于缺少简单、可靠、经济的中压电动机调 速装置，使得节能调速基本没有推广开来，因此，研究性能更优越、节能效果更好 的调速系统，有着重要的现实意义。 对于风机和泵类负载的调速，合理的方案应是绕线电机串级调速。电机定子绕 组直接接中压电网，无网侧变压器，转子绕组为低压，易和电力电子器件匹配。传 统的串级调速系统中，晶闸管逆变器采用自然换流方式，无需附加强迫换流电路， 因而结构简单，控制方便，但它缺点也不容忽视，主要有如下几个方面： 深度相控下交流侧的功率因数低； 交流侧输入有电流畸变； + 由换流引起的电网电压波形畸变； 滤波器体积笨重、增加了系统总成本。 其产生的低功率因数高谐波含量都将导致电网正弦电压畸变，增加配电线路与 变压器的损耗，增大中线谐波电流，造成电网上其他用电装置严重的电磁干扰；同 时，低功率因数还将降低电源系统的负载能力和可靠性。国际电工委员会( i e c ) 制定的i e c 5 5 5 2 标准对用电装置的功率因数和波形失真度作了具体的限制，又于 1 9 8 8 年对谐波标准进行了修正，欧洲也制定了相应的i e c l 0 0 0 3 2 标准。我国国家 技术监督局在1 9 9 4 年颁布了电能质量公用电网谐波标准( g b t 1 4 5 4 9 9 3 ) 。 传统逆变器已经不符合这些新的规定，而需要一种高功率因数低谐波的逆变器【7 】。 获得高功率因数、抑制谐波的方法主要有两种：一是采用补偿装置，补偿其谐 华北电力大学硕士学位论文 波和无功功率；二是对电力电子装置本身进行改进，使其不产生谐波，且不消耗无 功功率或根据需要对其功率因数进行控制。两者相比较，采用改进电力电子装置的 方法改善功率因数和实现谐波抑制更为有效，也就是开发出电流为正弦波谐波含量 低且功率因数接近为l 的新型三相逆变器，因此高功率因数三相逆变器的研究得到 了广泛的关注【8 】。 高功率因数逆变器的基本工作原理是：通过整流桥臂上各功率器件的导通与关 断，使电路的输出电流近似为正弦，并且使其与输出电压同相位。当逆变器交流侧 的功率因数为l 时，可称为单位功率因数逆变器，它具有以下功能： 在恒定负载下，稳态运行时，保持功率因数近似为1 ； + 能将输出交流电压和电网电压相匹配； + 负载变化时，具有较快的动态响应速度。 对于中等容量的单位功率因数逆变器，主要采用脉宽调制( p w m ) 控制技术， 通过对逆变器的自关断功率器件按照一定的控制规律进行通断控制，达到提高功率 因数和谐波抑制的目的。 1 2 2 国内外研究动向 经过几十年的研究与发展，p w m 变流器技术己日趋成熟。p w m 变流器的功率 器件己从早期的半控型器件发展到如今的全控型器件；电路拓扑结构从单相、三相 电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；p w m 开关控制由单纯的硬开关调制发展 到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上，既有电压型 变流器，也有电流型变流器，并且两者在工业上均成功地投入了应用。长期以来， 电压型p w m 逆变器( v s i ) 以其较低的损耗、简单的结构及控制等一系列的优点 直成为p w m 逆变器研究的重点并广泛在工业上应用，面电流型p w m 逆变器 ( c s i ) 由于存在直流储能电感和交流l c 滤波环节使其结构及控制相对复杂，并且 增大了系统的损耗。但随着大功率变流技术的发展特别是c s r 在超导储能中的成 功应用，较好地解决了c s r 损耗问题，作为对偶结构的c s i 也以其优良的保护性 能，快速的电流响应等优点，使之成为这一领域当前研究的热点之一一j l “j 。 对三相电流型d c - a c p w m 变流器的控制，目前国外有间接电流控制和直接电 流控制。间接电流控制( 亦称幅相控制) 有许多方法，如基于交流侧电容电压滞环 控制的间接电流控制，基于交流侧电流的间接电流控制等。其硬件结构简单，易于 微机实现，可采用优良的开关模式去减小稳态电流谐波和电压波纹。但相位和幅值 的动态响应较慢，且有较大的瞬态电流超调，即直流分量的偏移，这可能导致系统 运行的不稳定。因此，且前实用化的p w m 逆变器均是有电流内环或状态反馈的直 接电流控制方法，尤其在中小功率应用场合，直接电流控制比间接电流控制更具有 华北电力大学硕士学位论文 优良的控制特性【7 】。直接电流控制多为电流追踪型p w m 控制，根据控制电流方法 的不同，对于电流型逆变器，电流追踪型p w m 控制又有许多不同的形式。目前，开 关频率固定p w m 控制和空间矢量p w m 控制是其最常用的控制方式。 国内在功率变流领域方面的研究起步较晚，与先进的工业国家相比尚有较大的 距离。虽然国内也有一些公司在从事交流传动产品的开发，但是无论从科研水平还 是工程开发的经验上，都不足以和强大的外国公司抗衡，同时少数一些高校进行了 相应的研究，取得了一些试验成果，但在p w m 变流器的产业化能力上与国外相比 相距甚远。 因此，进行高性能、低价格的p w m 逆变器的研究开发工作，并加快产业化， 己成为振兴我国民族工业面临的一个急需解决的课题，这对我国的经济发展也同样 具有重大意义。 1 3 本文研究的主要内容和重点 随着电力电子技术的发展，p w m 逆变控制技术成为获得高功率因数低谐波含 量的关键。目前，p w m 控制技术有许多种，并且还在不断的发展之中，其中，应 用较为广泛的有正弦波p w m ( s p w m ) 法和电流跟踪型p w m 法。 s p w m 控制简单，电网低次谐波分量较小，但其直流利用率低。电流跟踪型 p w m 控制是一个通常的电流型p w m 逆变器加个电流闭环的砰砰控制系统，根 据控制电流的方法不同，电流跟踪型p w m 控制又有许多不同的形式。目前，对于 电流型逆变器，固定开关频率和空间矢量控制是最主要的电流控制方法。开关频率 固定的p w m 控制方法可以消除开关频率变化对整流系统的影响，但是电流存在着 周期性的跟踪误差，并且每个开关周期内电流的跟踪能力随输入电压的变化而不 同；而电流型交流器的空间矢量控制与电压型的类似，具有良好的动态性能，易于 数字化实现，能实现高功率因数，最突出的优势是直流电流利用率较之常规的 s p w m 控制方法提高了约1 5 ，而且，不同的调制方法将使开关损耗得到不同程度 的减小，正是由于s v p w m 控制的这些优点，使本课题的研究具有现实意义。 本课题的主要工作就是对三相电流型p w m 逆变器的s v p w m 调制以及串级调 速及其闭环控制进行了详细的研究。主要完成以下几方面的工作： 1 、分析了传统串级调速的原理、功率因素以及谐波抑制，比较了几种改进方案： 2 、研究了三相p w m 逆变器的拓扑结构以及在不同坐标系下的数学模型。从p w 原理入手，分析比较了几种常见的p w m 调制技术，并提出了一种新的空间 矢量调制技术直接相位控制； 3 、利用m a t l a b 仿真软件中s i m u l i n k 工具分别对三相电流型逆变器和串级 调速双闭环控制系统进行仿真，并验证此方案的可行性； 华北电力大学硕士学位论文 4 、以t m s 3 2 0 l f 2 8 1 2 为核心，构建全数字三相电流型逆变器控制系统， 包括软、硬件设计。 华北电力大学硕士学位论文 第二章串级调速系统原理及改进方案分析 2 1 异步电动机串级调速原理 绕线转子异步电动机串级调速是将绕线转子异步电动机的转差功率加以利用 的一种经济的调速方法1 2 “1 。 绕线转子异步电动机转子回路串电阻一相的等效电路如图2 一l ( a ) 所示。在转子 回路中串入电阻r 。瞬间，转速来不及变化，转差率s 不变，转子电动势s e ：不变( e z 为转子开路电动势) ，i 。减小，转矩减小，使系统减速，s 、s e 。、1 2 增大，直到电磁 转矩t 与负载转矩t l 相等，电动机稳定运行于较低的转速下。 这种调速方法简单、方便，但存在着以下缺点“： ( 1 )调速是有级的，不平滑； ( 2 )在深调速时机械特性很软，转速容易出现很大的波动，降低了调速静态 精度； ( 3 )转差功率消耗在电阻发热上，效率低。由于它是通过增大转子回路的电 阻值来降低电动机转速的，当拖动恒转矩负载时，转速愈低，转差功率 也愈大，电能损耗大，效率更低。 为了利用转差功率，并寻求一种性能较好、效率高的绕线转子异步电动机调速 系统。人们提出了控制转子变量的调速方法，即在电动机转子回路串入与转子电动 势e z 相位相反的附加电势e ，。通过逆变器在转子回路中加如幅值和频率可调的电源 则是双馈调速，其调速范围广，但结构复杂，考虑到风机水泵等大多数设备是向下 调速的，且调速范围变化有限，可以将转子电压通过不控整流引出来和一个直流电 源串连来达到转子回路串连可变幅值的外加电源的目的，这种连接方式即为串级调 速，其结构简单，工作可靠。 通过改变e ，的幅值和相位来实现调速。绕线转子异步电动机转子等效电路如 图2 1 ( b ) 所示： r os e ( a ) ( b ) 图2 - 1 绕线转子异步电动机转子等效电路 华北电力大学硕士学位论文 a ) 转子串电阻b ) 串级调速 转子回路中串入一个和s e z o 频率相同、相位相反的附加电动势易，目的作用 恰好和r 上的电压降作用相当，各物理量变化情况也与串入电阻r 对相同，此时 ( 2 1 ) 下面分析异步电动机串级调速系统是如何通过改变e 来调节电机转速的。异 步电动机处在自然机械特性上运转，就相当于图2 - 1 ( b ) 中研= o 的状态，这时电动 机转速处在接近额定值稳定运转，假定电动机拖动恒转矩负载，则转子每相电流 为： 厶2 磊茜 ( 2 2 ) 式中易。电动机转子开路相电势 s 转差率 足转子绕组每相电阻 o 转子绕组每相漏抗 当电动机转子串入的e ，相位与转子感应电势岛= s e 2 。的相位差角妒 9 0 0 时，电动 机自额定转速值向下调速。因为附加电势e ，的串入，转子回路中的合成电势将由 原来的嘱变为易，= s e 2 。一髟，从而引起转子电流，2 值的减小。当相位差角 f o = 1 8 0 0 时，转子电流l 表达式变为： 。毒南。 ( 2 3 ) 电动机产生的转矩m = c 。妃c o s 仍，厶值的减小使电动机转矩亦相应减小， 出现电动机转矩值小于负载阻转矩值的状态，稳定运转条件被破坏，迫使电动机降 速。随着转速的降低，s 的值增大，由式( 2 3 ) 可知，转子电流厶回升，转矩m 亦相 应回升，直到电动机转速降低至莱值，厶回升到使得电动机转矩复原到与负载阻转 矩又相等时，减速过程结束，电动机就在此转速下稳定运转，此即为电动机向低于 同步速方向调速的原理。串入与易。相位相反的附加电势e ，幅值愈大，电动机的稳 定转速就愈低。反之当电动机串入的，相位与转子感应电势丘= 嚆。初始相位的 p 9 0 0 时，转子电流厶将增加。当相位差角减为p = 0 0 ，即e ，的相位与e 。的初始相 位相同时。转子电流l 的表达式变为： 华北电力大学硕士学位论文 厶2 疆e 荷2 0 8 + g f ( 2 4 ) 此时，电动机转矩亦相应增大，当电动机转矩大于负载转矩时，迫使电动机加 速，s 值减小，由式( 2 4 ) 可以看出，随着s 值减小，l 亦减小。当串入的e ，值足 够大时，电机当然要加速超过同步速，使s o ，e = 皿。 o ，巨反相，式( 2 4 ) 中的 分子项变为占广l 屿。j ，厶减小，当电动机转矩复原到与负载阻转矩相平衡时，加 速过程结束，电动机处在高于同步速的某值下稳定运行。串入同相位的附加电势e ， 幅值越大，电动桃稳定转速就越耐1 5 1 【1 。 由以上的分析可知，串级调速系统能实现高效、节能、无级的调速效果。 2 。2 串级调速系统的总功率因数及改进方案 串级调速系统的功率因数与系统中的异步电机、不可控整流器以及可控逆变器 三大部分都有关。分析其原因，主要有以下几个方面： ( 1 ) 串级调速系统中的相控逆变器需要通过逆交变压器从电网吸收无功功率， 且逆变角越大时，消耗的无功功率也就越大。 串调系统总的功率因数为 咖舻参。而焉箭 q 巧 式中p 一串调系统从电网吸收的总有功功率 s 串调系统总视在功率 p ，- 电动机定子吸收的有功功率 如一逆变变压器回馈到电网的有功功率 q r 电动机定子吸收的无功功率 函一逆变变压器吸收的无功功率 由式( 2 5 ) 可知，串调系统从电网吸收的总有功功率为p = p 1 p b ， 收的总无功功率为q = q i + q b ，电动机自然接线时的功率因数为 c o s 妒= ；墨 只2 + 牙 从而电网吸 ( 2 6 ) 由( 2 6 ) 和( 2 7 ) 可见，串调系统总功率因数较电动机直接运行时的功率因数低的 多。 ( 2 ) 串调系统中转子整流电路存在严重的换流重迭现象，引起电动机转予电流落 后于转子电压相位l t l 2 角，使电动机本身运转的功率因数变差。 华北电力大学硕士学位论文 c o s = c o s 妒c o s ( 2 )( 2 7 ) 式中为转子整流电路的换流重迭角，e o s q ，为转子电流和电压未出现重迭角引 起相位落后时电动机功率因数。 ( 3 ) 串调系统中电动机和逆变变压器的电流波形发生畸变，其电流的高次谐波 分量引起无功的畸变功率，使串调系统的总功率因数下降。 其中，第一个因素( 即逆变变压器需要由电网吸收无功功率) 是造成系统功率 因数变化的主要因素。所以提高串级调速系统的关键在于减少系统从电网吸收的无 功功率。通常的的改进方案有以下几种； 1 ) 逆变器的不对称控制。这是利用两组可控整流器组成逆变器的纵续连接， 并进行逆变角的不对称控制，也就是移相组合控制两相逆变器的脉冲，这种方法适 用于大功率系统，每台逆变器的二次电压可降低一半，可用普通的电力变压器作为 逆变变压器使用。 2 ) 采用具有强迫换相功能的逆变器。在逆变器工作时，使晶闸管在自然换流 点之后换相，这样逆变电流超前电网电压，以补偿滞后的定子电流，如此可以提高 系统的功率因数。 3 ) 在电机转子直流回路中加斩波控制装置。斩波器以开关状态工作，通过改 变其占空比，改变流入逆变器的电流，这样逆变器的逆变角就可以固定在最小值不 变。提高系统的功率因数。 4 ) 把逆变器的半控器件换成全控器件( i g b t ) ，通过设计合适的控制策略可 使逆变器交流侧电流跟踪电网电压的相位，使交流侧功率因数接近于1 。这种方法 虽然接线比较复杂，但是电压电流利用率高、动态效应快、性能良好，这也是本论 文要深入研究的改进方案。 2 3 串级系统的谐波抑制及改进方案 由文献1 1 8 1 的分析可知，逆变电流的谐波频率和定子电流的谐波频率并不相同， 它是电源频率的k 倍( k = 6 n 1 ，n 为整数) ，和电机转速无关，而且它的谐波分量 幅值较高，这是串级调速系统线电流谐波中的主要部分。 在确定提高串级调速系统功率因数的前提下，抑制这部分谐波有以下三种可行 方案。 1 ) 逆变器交流侧连接单调谐滤波器，利用三角形接法的单调谐的电容电感对 逆变电流中的k 次谐波产生谐振，以滤除矩形波( 或阶梯波) 逆变电流中频率固定、 幅值较高的低次谐波。这种方法改善的效果不是很明显。 2 ) 逆变器直流侧并联斩波器。可以在高速段减小回馈电流幅值，因此相应的 华北电力大学硕士学位论文 谐波分量随之正比减小。该方法只能改善回馈电流的幅值，对谐波的改善效果亦不 是很明显。 3 ) 采用p w m 逆变器，可使原来为矩形波的逆变电流转换为正弦波。另外， 利用p w m 控制方法把欲抑制的频率分量移到较高频区，再借助线路电抗器阻止高 次谐波电流进入电网，使回馈的逆变电流基本上为正弦波，从而大大改善了系统电 流波形。改变p w m 控制中调制信号的相位，可使逆交侧电流跟踪电源电压，以达 到改善功率因数的目的。 三相p w m 逆变器从结构上可以分为电流型和电压型，电流型逆变器的升压特 性可以减小逆变变压器的负担和容量。综合以上分析，三相电流型p w m 逆变器应 用在串级调速相对于其他的改善方案能明显提高系统的功率因数和减小系统的谐 波，因此具有很现实的理论研究意义和实际应用价值。 2 4 小结 本章在回顾了串级调速的基本原理的基础上，对该系统功率因数偏低以及谐波 产生的原因作了分析。通过比较近年来出现的几种提高功率因数以及减小谐波的方 案，选定了一种采用三相电流型p w m 逆变器的串级调速作为本论文的研究方案。 该方案采用p w m 逆变器可以提高系统的功率因数和减小系统谐波，并可以提高系 统的动态响应。 华北电力大学硕士学位论文 第三章三相c s i 的原理及其控制 3 1 三相c s i 的拓扑结构 电流型逆变器的主电路拓扑如图3 一l 所示。本文逆变器设计用于串级调速，交 流侧直接通过变压器接至电网。逆变器每个功率开关单元都由一只i g b t 和只快 速恢复二极管串联组成。其中串联快速恢复二极管的作用在于承受反向电压和防止 电流的反向流通。在电网侧与逆变器之间接有l c 低通滤波器，用以滤除逆交器向 电网注入的谐波。直流侧电感l d 作为一个电流续流源。 图3 - 1 三相电流型逆变器的拓扑结构图 3 2 三相c s i 的数学模型 w 建立三相电流型p w m 逆变器的数学模型是深入研究逆变器的特性及其控制的 重要步骤，本节建立了三相电流型p w m 逆变器的三相静i k ( a b c ) 坐标系、两相静 止( 口一) 坐标系及两相旋转( d q ) 坐标系的数学模型，为本文的其它章节的理论 分析，仿真研究和实际设计奠定了理论基础。 ( 1 ) a b c 坐标系的数学模型 在图3 1 所示三相电流型p w m 逆变器的主电路中，假设： 1 ) 电网电动势为三相平稳的正弦波电动势； 2 ) 交流、直流侧滤波电感工、l 均是线性的，且不考虑饱和： 3 ) 开关损耗已折合到c s i 直流侧，且包含在r 之中。 由图3 1 并根据基尔霍夫电压、电流定律，可直接写出三相c s r 般数学模型为： 华北电力大学硕士学位论文 警= 心一巳 工冬：一气 口f 譬：k 一巳 d f c 冬：i o 一 a t c 卑圭一l b t a t c 警= f c 一 ( 3 一1 ) ( 3 。2 ) 厶= 警= v i v 出 ( 3 - 3 ) “ 式中：气 = a , b ，c ) 三相电网相电动势瞬时值； 唯( 后= d ，b ，c ) 三相c s i 交流侧相电压瞬时值： ( 忌= 4 ，b ，c ) 三相c s i 网侧相电流瞬时值； 乇 = 口，6 ，c ) 三相c s r 交流侧相电流瞬时值； m 三相c s i 直流测电源电压： t 三相c s i 直流输入电流瞬时值； 三相c s i 直流侧输入电压瞬时值。 为了在三相c s i 般数学模型中体现p 州状态对三相c s i 瞬时电路特性的影响，引 入三值逻辑开关函数q ，且定义： i1上桥臂管导通，下桥臂管关断 q k = 0 同一桥臂器件全导通或全关断 j 一1下桥臂管导通，上桥臂管关断 则三相c s i 交流侧电流为： 名= q i d e ( j = a ，b ，c ) ( 3 - 4 ) 直流侧电压为： v 出= k q 十屹q + v c q( 3 5 ) 将式( 3 4 ) 、式( 3 5 ) 代入式( 3 1 ) 式( 3 3 ) ，得基于开关函数描述的三相c s i 一般数学 模型： 华北电力大学硕士学位论文 嗉= 心一略 c 鲁= 一g ( 七鸭6 ，c ) ( 3 - 6 ) 厶等叩。弘幺 ( 2 ) a 一口坐标系的数学模型 定义a b c 坐标系的a 轴与口一p 坐标系的口轴重合，卢轴超前口轴9 矿，不难求得 两坐标系分量问应满足下述关系： 卧 ( 3 7 ) 式中x k t ，唯，g ( | j = 口，6 ，c ) 、玉 岛，k ，q o = 口，) 将式( 3 7 ) 代入式( 3 6 ) ，化简得两相静止坐标系 ，) 中的三相c s i 开关函数模型为： 三鲁钱一吒 三鲁= 一 c 誓= 一q 也( 3 - 8 ) c 鲁= 咕一嗷 k 鲁叩( q o v + q p v p ) ( 3 ) d q 坐标系的数学模型： 定义x 抽e _ 9 = x 印 妒= c o d t ( c o = 2 x f ) 可推导得d q 旋转坐标系的数学模型为： ( 3 9 ) 括了压o堑2点：，一2一2 华北电力大学硕士学位论文 3 3 三相c s i 的功率因数 上拿+ c o l , d_ 一巳t 二鱼一础=vs-eddt ， c盟d+毗=一吼t 4 口g w c堕d一国吼=毛一q么t 目4 l 。a 出i , o = v l 一三( 虮+ 幺屹) ( 3 - l o ) 将p w m 技术应用于三相逆变器，是为了获得高功率因数和减小谐波，从而更加适 应串调系统以及工程应用对逆变器的要求。为了实现高功率因数，必须从功率因数的决 定因素入手。 对于非正弦输入的情况，功率因数是指输入的有功功率与视在功率的比值，即： a = ；( 3 1 1 ) s 、 其中，p 一有功功率 s 一视在功率 三相电流型p w m 逆变器一般认为电网电压为正弦波，a 可表示为； a ：坠丝型! 坠一 u l 、j i ? + i 0 + + s 0 2 = c o s 口 其中，u 、五电网的基波电压和交流侧电流的有效值； 妒电网基波电压与交流侧基波电流之间的相位角； ，以交流侧电流中的高次谐波电流的有效值。 ( 3 q 2 ) 华北电力大学硕士学位论文 设占= 为交流侧输出电流波形的失真因数，则： a = c o s t p f 3 1 3 ) 式( 3 一1 3 ) 说明功率因数a 可视为电流波形失真因数和基波相移因数c o s d , 0 的乘积， 即功率因数的大小决定于电流波形失真因数和基波相移因数【1 0 l ”】【2 0 】。 三相电流型p w m 逆变器采用i g b t 作为系统的功率开关器件。功率开关器件 处于工作状态，使逆变器三相输出电流的低次谐波成分非常小，而高次谐波很容易 被电容器滤掉，所以流入电网的电流工作在p w m 调制状态，电流波形失真因数s 近 似为“l ”，从而解决了逆变器由于输出电流畸变引起的功率因数下降问题。也就是 说，保证交流输出电流和电网电压反相位( 基波相移因数为1 ) 成为获得高功率因 数的首要条件。 由于三相逆变器采用p w m 控制，可通过不同的调制方法控制输出电流 ( 尼= a ，b ，c ) 的相位和幅值，从而达到： + 保持逆变器输出交流电流接近正弦。 + 保持逆变器输出电流和电网电压反相位，即实现基波相移因数为1 。 3 4p w m 调制技术 3 4 1p w m 调制工作原理及分类 p w m 控制技术作为现代电力电子装置巾常用的一种功率变换方式，其基本的工 作原理是通过对功率器件的导通和关断进行控制，使输出一系列幅值相等而宽度不 等的脉冲，并按一定的规则对脉冲信号的宽度进行调制，既可改变输出电流的大小， 也可改变输出频率，大大加快系统的动态响应。而一般的调制方法是把希望的波形 作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所希望的p w m 波形。通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度成线性关系 且左右对称，当载波与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻控制 电路中功率器件的通断，就可以得到幅度不变，宽度与调制信号的瞬时值成正比的 脉宽调制波【2 1 1 2 2 1 。 目前常用的p w m 控制方法通常分为以下几类【2 3 】： 1 ) 正弦p w m ( s p w m ) 通过用不同频率的等腰三角载波与正弦调制波相比较，两者的交点确定电力电 子器件的开关时刻。 1 5 华北电力大学硕士学位论文 2 ) 特定谐波消除p w m ( s h e p w m ) 应用特定谐波消除p w m ( s h e p w m ) 可以将方波中不希望有的的低次谐波消除， 并控制输出的基波电电压的大小。在这种方法中，要在方波电压中开出一些预先确 定好角度的凹槽，通过这些凹槽消除对应的谐波成分。然而当基波频率比较低时， 查寻表会变得非常大。 3 ) 最小纹波电流p w m 特定谐波消除p w m 法的一个显著缺点是当较低次的谐波被消除时，与其相邻的 下一个较高次谐波却被增值了，由于在电机中谐波损耗是由纹波电流的有效值确定 的，因此应该减小的是纹波电流有效值而不是某些个别的谐波。因此可以利用数学 方法求出最小化的纹波电流。 4 ) 空间矢量p w m 空间矢量p w m ( s v p w m ) 控制策略是国外学者在交流电机调速中提出的磁通轨 迹控制的思想发展而来的，它的实质是一种对在三相正弦波中注入零序分量的调制 波进行规则采样的一种变形s p w m 。这种方法需要大量的计算，但是动态效应快，调 制效果好。正是本论文研究三相电流型逆变器所要采用的控制策略。 5 ) 瞬时电流控制正弦p w m 对于某些电压控制p w m 调制场合，需要控制电机电流。则可以利用电机电流的 瞬时值通过和参考值比较通过一个比例一积分( p i ) 控制器转换成正弦电压指令。这 种控制方法很简单，但是由于控制系统有限的带宽，实际的电流会存在相位滞后和 幅值误差，并随着频率的提高而加重。对于高性能的传动系统是非常有害的。另外 由电流控制环产生的正弦指令电压可能会含有纹波，从而使s p w m 比较器产生多次 过零的问题。 6 ) 滞环电流控制p w m 滞环p w m 本质上是一种瞬时电流反馈p w m 控制方法，在这种方法中，实际电流 在一个滞环带内连续的跟踪指令电流。当实际电流超过预先确定的滞环带时，状态 转换，从而得到p w m 脉冲波。该方法实现简单，动态相应快，可直接限制器件的峰 值电流。另外，对直流侧电压的波动不敏感，使得可以在直流侧应用较小的滤波电 容。但是这种方法也有一些明显的缺点：在滞环带内p w m 频率不是恒定的。另外这 种方法中基波电流有一个相位上的滞后，而且这种滞后随着频率的提高而增大。 3 4 2 三相c s i 的三逻辑p w m 技术 对于三相电压型p w m 逆变器( v s i ) ，其控制常采用二值逻辑p w m 技术，即 对同一桥臂，或上侧功率开关管导通，或下侧功率开关管导通，而不存在同一桥臂 上、下侧功率开关管同时导通，或同时关断的情况。若以双极性二值逻辑开关函数 1 6 - 华北电力大学硕士学位论文 p 加以描述，则： f l 上桥臂管导通，下桥臂管关断 i一1 下桥臂管导通，上桥臂管关断 然而，对于图3 1 所示的三相电流型p w m 逆变器，要实现其交流侧电流的p w m 控制，则任一瞬间上、下桥臂组只有一个功率开关管导通，且不存在同一桥臂同时 有两个功率开关管导通的情况。这样，若研究三相c s i 同一桥臂上、下侧功率开关 管的通断情况，则存在上桥臂管导通而下桥臂管关断、上桥臂管关断而下桥臂管导 通、上下桥臂管全导通或全关断共计四种情况，定义三值逻辑开关函数幺( 七2 q b ，c ) i1上桥臂管导通，下桥臂管关断 筑= 0 w - - 一桥臂器件全导通或全关断 i 一1下桥臂管导通，上桥臂管关断 要实现三相c s i 交流侧电流的p w m 控制，则三值逻辑开关函数q ( | | = a , b ，c ) 必须满 足 幺= 0 k = a ( 3 1 4 ) 将双极性二值逻辑开关函数只( 七= 4 ，b ，c ) 与三值逻辑开关函数幺( 七= 口，b ，c ) 联系起 来，并满足式( 3 1 4 ) ，则可令 级= 去嵋一只) = o j ) ( 3 1 5 ) 实际上，由式( 3 1 5 ) 进一步展开，则 q 。= 去【( 只只) + ( 只一只) 十( 一只) 】 = 【( 只一只) + ( 只一c ) + ( e 一只) 】 = 包十幺+ q c 显然，三值逻辑开关函数q = a , b ，c ) 可由双极性二值逻辑开关函数丑( 七= 口，b ，c ) 的线性组合来描述，即 q = ：( 只一p o ；q = ；魄一只) ；q = ；幔一只) ( 3 - 1 6 ) 表3 - 1 给出了二三值逻辑关系及其相关状态： 华北电力大学硕士学位论文 表3 - 1 二三值逻辑转换及状态 二值逻辑 三值逻辑上桥臂管状态下桥臂管状态三值逻辑 只咒只q q b q c正五五五五 状态序号 + 1 + 1 1o + 1 1o oo o 撑1 + 1 1 + l+ 1 1oo oo o群2 + l 。1 1+ lo 1o oo o 稃3 1 + 1 + 1 1o + 1o o o o# 4 1 + 1 1 1 + 1oo oo o拌5 1 1 + 1 0 1 + 1o o o o群6 1 1 1o oo o 群7 ( 撑o ) + 1 + l + lo o oo oo o 群8 ( 牟o ) o o o o 稃9 ( 撑o ) 可见，三值逻辑p w m 有9 种开关状态组合，其中群7 叫9 是“零状态”开关组合。 3 4 3 三值逻辑p w m 状态切换 以三相c s is p w m 控制为例，讨论一个正弦波调制信号周期中三值逻辑p w m 状 态的切换。就二值逻辑p w m 状态切换而言，一个正弦波调制信号周期中，每隔6 0 其 状态切换模式发生变化。这是因为，对于三相对称正弦波信号，其幅值大小关系每隔6 0 。 改变一次。另外，当p w m 开关频率与正弦波频率相比足够高时，一个p w m 开关周期 中的调制信号幅值可近似不变。图3 。2 分析了一个正弦波信号周期中，三值逻辑状态的 变化。 三(三二呈，c 三= 譬 剥!刹； ，、+ ! 剖j手垒长i 掣、1 几几_ l nr 厂 n 厂 n 厂1nr 几几广1 几n 几 n 厂1几r 厂 r 几几nnn 几 _ l r l j - 广1r 几广 图3 - 2 三值逻辑p w m 波形及三值逻辑状态切换 a ) 正弦波调制信号b ) 三角波调制 c ) 三值逻辑开关函数波形d ) 各区间的三值逻辑状态切换 从图3 - 2 中可以看出：每6 0 。区域，三值逻辑状态在两个非零状态值与一个零状态 值之间来回切换。一个正弦波调制信号周期中，每个非零状态值在1 2 0 。区域相间出现。 华北电力大学硕士学位论文 然而，由于零状态值分布于整个正弦波周期中，并且共有3 个零状态值( 捍7 撑9 ) 。这就 需要进一步研究不同6 0 。区域零状态值的选取。为便于分析，将一个正弦波周期每隔6 0 。 分区，并记为i 。 考虑区域i 时的情况，此时三值逻辑在撑1 、撑3 、捍o 状态值间来回切换。图3 ，3 中， 由于样1 、撑3 状态值所表示的三相c s i 开关状态中1 ，始终导通，为了确保在 1 、捍3 、群o 状态之间切换时只有对功率开关管发生状态变化，因此区域i 时的零状态值应取群9 。 区域i 中三值逻辑p w m 开关切换如图3 3 所示。 同理，可分析区域i i 三值逻辑p w m 状态切换时群o 状态值的选取。一个正弦波 调制信号周期中，所有状态值的切换及弹0 状态取值如图3 3 所示 图3 0 一个正弦波周期中三值逻辑p w m 状态转换及零状态取值 显然，必须设置零状态取值的逻辑判别单元，旦零状态有效。逻辑单元将根据正 弦波调制信号的不同区域，分别输出不同的零状态值( # 7 # 9 ) 。 3 5 空间矢量p w m ( s v p w m ) 技术 空间矢量p w m 控制策略是依据变流器空间电压( 电流) 切换来控制变流器的一种新 颖思路的控制策略。最早由日本学者在2 0 世纪8 0 年代初针对交流电动机变频驱动而提 出的，主要思路在于抛弃了原有的正弦波脉宽调制，而是采用逆变器空间电流的矢量以 获得准圆形旋转磁场，从而存不高的开关频率( i 3 k h z ) 条件下，使交流电动机获得 较s p w m 控制更好的性能。 3 5 1 三相c s i 空间矢量的定义 设三相c s i 交流侧电流瞬时值分别为、0 、，当采用等量坐标交换时，可将三 球 o l 萎蛸 p 其中，口轴与口轴重合。 式( 3 1 7 ) 同样也可由复平面( 口，卢) 电流矢量描述，即 - 1 9 一 葡洲崩 华北电力大学硕士学位论文 1 2 # 4 f 卢，十，= 等( + ，一+ e - t 。) ( 3 1 8 ) 若只考虑三相c s i 交流侧对称基波电流，且令 = i 。c o s o ) t 铲i a c o s ( 小争( 3 - 1 9 ) f c f = l d mc o s ( 争 式中。- - c s i 交流侧基波电流峰值。 将式( 3 1 9 ) 代入式( 3 1 8 ) ，得 ，每lc o s ( d + c o s ( 一2 。7 f ，- e 争j + c o s ( ( o t + 争予f ( 3 - z 。) 式( 3 2 0 ) 表明：三相对称基波电流可以由一空间同步旋转矢量描述。 再研究一下三相c s i 空间矢量的构成，由于三相c s i 采用三值逻辑p w m 控制，则 由表3 - 1 可得不同开关函数( q ，q ，q ) 组合的电流空间矢量，其构成如图3 - 4 所示。 显然，除图3 - 3 以外的开关函数组合均为零状态组合，由于对应电流矢量的模为零， 故称为零电流矢量。 由于任意功率开关管导通时流入功率开关管的电流幅值均为匕，则由图3 - 5 ，易得 三相c s i 空间电流矢量的模值为： 陬i = 么 = l ，9 )( 3 - 2 1 ) 因此，三相c s r 空间电流矢量分布如图3 - 5 所示。 由图3 ，4 及式( 3 2 1 ) ，三相c s r 空间电流矢量可描述为 舻去i m e j t 静( 纠 6 ) ( 3 - 2 2 ) 【0( 七= 7 ，8 ，9 ) 当乃有效时a 相上下桥臂全通，当而有效时b 相上下桥臂全通，当易有效时c 相 上下桥臂全通，所以当零矢量易而有效时，三相c s r 交流侧不输出任何电流，乃- 1 9 零矢量统表示为1 0 2 6 。 华北电力大学硕士学位论文 ( a ) c a ) 每 ( f c ) 妒沁 魄 ( e )母 图3 _ 4 三相c s i 空间电流矢量的构成 ( a ) q o = 1 ，幺= o ，q = 一1( b ) 包= o ，q = l ，o o = 一1 ( c ) q o = 一1 ，q = l ，q c = 0( d ) q o = 一l ，q = o ，q = 1 ( e ) q = o ，q = 一1 ，q = 1( a ) q = 1 ，q = 一l ，q c = 0 肼1 1 0 】 图3 5 三相c s i 空间电流矢量分布 3 ，5 2 电流矢量的合成与调制 与三相v s i 空间电压矢量合成类似，三相c s i 空间电流矢量调制就是利用三相c s i 空间电流矢量矗o 棚) 进行相应的矢量合成，使合成矢量等于指令电流矢量f 。对于任 意扇区中的指令电流矢量，均可由扇区两边的空间电流矢量来合成。若指令电流为三 相对称正弦波电流，则对应的指令电流矢量运动轨迹必为圆形轨迹q ，实际上，由于 开关频率和矢量组合的限制，j 的合成矢量只能以某一步进速度旋转，从而使合成电流 矢量的轨迹为多边形准圆轨迹。显然，当p w m 频率越高，多边形准圆轨迹就越接近圆。 若指令电流矢量，位于扇区i ，利用扇区i 的两边界矢量厶、乃，即可合成矢量，。根据 华北电力大学硕士学位论文 合成模式及零矢量位置的不同，可分为两种基本合成模式如图3 - 6 所示。图3 - 6 ( a ) 为单 三角合成模式；图3 - 6 为双三角合成模式。研究表明，双三角合成模式输出的电流谐 波含量要比单三角合成模式输出的电流谐波含量低，但器件开关频率比单三角合成模式 高。因此，为了降低谐波含量，对于小功率c s i 常采用双三角合成模式2 7 1 。 1 1 “ 一 f i 图3 - 6 电漉矢量的基本合成模式 ( a ) 单三角模式( b ) 双三角模式 设电流矢量合成过程中的厶、五各段矢量旌加时间分别为五、互，且p w m 周期为互 则厶互+ 互= 珥。 为了弥补互和互+ 互之间的时间差，在厶、五合成i 的过程中需要插入零矢量，其 作用时问为t o = z 一互一五。 3 ，5 3 三相c s i 的s v p w m 调制 对于三相c s i 的s v p w m 的调制步骤为：1 ) 判断指令电流，所在的扇区；2 ) 选择 开关矢量及