（电力电子与电力传动专业论文）感应加热电源负载匹配技术的研究.pdf

华北电力大学硕士学位论文摘要 摘要 负载阻抗匹配的目的是为了使感应加热电源能够输出额定功率、提高效率。本 文对感应加热电源的基本负载匹配方法做了简要的分析。本文提出了一种新的负载 匹配方法脉冲屏蔽法。本文对新提出的负载匹配方法的基本原理、换流过程做 了详细的描述，并对其各种工作状态做了仿真分析。这种方法设计简单、可以连续 调节、动态调节、造价低廉。本文设计出了新的负载匹配的控制电路，并在3 k w 、 2 5 0 k h z 的高频感应加热电源上进行了试验，其试验结果表明该控制电路达到了预计 的效果。 关键词：感应加热，负载匹配，串联谐振，脉冲屏蔽法 a b s t r a c t l o a dm a t c h i n gi si n t e n d e dt om a k ei n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rt ot h er a t e do u t p u t p o w e r , a n di m p r o v ee f f i c i e n c y i nt h i sp a p e r , t h eb a s i ci n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rl o a d m a t c h i n gab r i e fa n a l y s i s t h i sp a p e rp r o p o s e san e wm e t h o do fl o a dm a t c h i n g p u l s e s h i e l dl a w i nt h i sp a p e ran e wm e t h o do fm a t c h i n gt h el o a dt ot h eb a s i ct e n e t so ft h e p r o c e s sf l o wf o ra d e t m l e dd e s c r i p t i o no ft h es t a t ea n di t sv a r i o u sw o r kd o n eas i m u l a t i o n a n a l y s i s t h i sm e t h o di ss i m p l e ，c o n t i n u o u sa d j u s t m e n t ，a n dd y n a m i ca d j u s t m e n t ，l o w c o s t i nt h i sp a p e rt h ed e s i g no ft h en e wc o n t r o lc i r c u i tl o a dm a t c h i n g ，a n d3k w j 2 5 0 k h zh i g h 行e q u e n c yi n d u c t i o nh e a t i n gp o w e ro nt h et e s t ，t h et e s tr e s u l t ss h o wt h a t t h ec o n t r o lc i r c u i tt oa c h i e v et h ep r o je c t e dr e s u l t s l i u y o n g f e n g ( p o w e re l e c t r o n i c sa n de l e c t r i cd r i v i n g ) d i r e c t e db yp r o f p e n gy o n g l o n g k e y w o r d s ：i n d u c t i o nh e a t i n g ，l o a dm a t c h i n g ，s e r i e sr e s o n a n t ，m e t h o do fp u l s es h i e l d 声明户口明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文感应加热电源负载匹配 技术的研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下 进行的研究工作和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标 注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果， 也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了 明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：过垫主 日 期： 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校 有权保管、并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影 印、缩印或其它复制手段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查 阅或借阅；学校可以学术交流为目的，复制赠送和交换学位论文；同意学 校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名： 日 期： 导师签名： 日 期： 华北电力大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 感应加热电源研究现状及发展趋势 感应加热技术在工业上应用己将近1 0 0 年的历史了。感应加热是通过电磁感应 原理来传递能量，利用工件中产生的涡流对工件进行加热的一种加热技术。与传 统的加热方式不同，感应加热是一种非接触式加热，可以将能量精确地集中到工件 的被加热部位，因此具有加热均匀、速度快、可控性好、易于实现自动化、产品质 量稳定、现场劳动环境好、作业占地少等优点。近年来，感应加热技术不仅在熔炼、 铸造、弯管、热锻、焊接、表面热处理、粉末冶金等传统工业加热行业得到了广泛 应用，而且在电子器件和构件的精密焊接、航天航空工业中特殊材料及零件的改性 处理、材料表面的涂层复合处理等加工工艺领域都有着越来越重要的应用。此外， 感应加热也已经或不断进入到人们得家庭生活中，例如微波炉、电磁炉都是用感应 加热为能源【2 训。 1 1 1 感应加热电源的研究现状 固态感应加热电源的发展与电力半导体器件和控制理论的发展密切相关。本世 纪初玻璃管汞弧整流器的发明标志着电力电子学的起源，而5 0 年代末晶闸管的出现 则标志着以固态半导体器件为核心的现代电力电子学的开始。在5 0 年代前，感应加 热电源主要有：工频感应熔炼炉、电磁倍频器、中频发电机组和电子管振荡器式高 频电源。晶闸管的出现引起了感应加热电源技术以致整个电力电子学的一场革命， 感应加热电源及应用从此得到了飞速发展( 5 1 。 至今，在中频( 1 5 0 h z 一1 0 k h z ) 范围内，晶闸管中频感应加热装置已完全取代 了传统的中频发电机组和电磁倍频器。国外装置的最大容量已达数十兆瓦，国内也 已形成2 0 0 h z - , 8 0 0 0 h z 、功率为1 0 0 k w 3 0 0 0 k w 的系列产品，可以配备5 t 以下的熔 炼炉及更大容量的保温炉，也适用于各种金属透热、表面淬火等热处理工艺，但国 产中频感应加热电源目前几乎都采用并联谐振型逆变结构。因此，在研究和开发更 大容量的并联逆变中频电源的同时，研制结构简单、易于频繁起动的串联逆变中 频电源是国内中频感应加热装置领域有待解决的问题【6 1 。 在超音频( 1 0 k h z 1 0 0 k h z ) 频段内，由于晶闸管本身开关特性等参数的限制， 给研制该频段的电源带来了很大的技术难度，它必须通过改变电路拓扑结构才有可 能实现，国内在7 0 年代开始研制晶闸管倍频式感应加热电源，后于8 0 年代末又采用 改进型倍频逆变电路研制成功了5 0 k w 5 0 k h z 晶闸管超音频电源。但由于倍频电路的 双谐振回路耦合使负载呈强非线性，时变的被加热负载参数与谐振回路参数匹配与 华北电力大学硕士学位论文 调试较复杂等原因，而没有得到很好的推广应用。1 9 8 3 年美国g e 公司发明了新的很 有前途的功率器件一i g b t ，它综合了m o s 管与双极型晶体管的优点，具有通态损耗 小、开关速度快、单管容量大等优点。自1 9 8 8 年解决了i g b t 器件的挚住效应问题后 ( 由寄生n p n 晶体管引起) ，大功率高速i g b t 已成为众多感应加热电源的首选器件， 频率高达1 0 0 k h z ，功率高达m w 级电源也可实现。如1 9 9 4 年，日本采用i g b t 研制出了 1 2 0 0 k w 5 0 k h z 电流型并联逆变感应加热电源；西班牙在1 9 9 3 年也已报道了3 0 k w , 、, 6 0 0 k w 5 0 - - 1 0 0 k h z 电流型并联逆变感应加热电源；欧、美国家如英国、法国、瑞士 等国的系列化超音频感应加热电源目前最大容量已达数千千瓦，频率覆盖整个超音 频段。目前国外以i g b t 为开关器件的主要生产商如e f d 公司代表该领域的最高研发 生产水平。国内部分院校和企业在9 0 年代初开始对i g b t 超音频电源进行研制，目前 制造水平为1 0 0 0 k w 5 0 k h z ，与国外的水平仍有相当大的距离【7 q o l 。 采用高压大容量i g b t 器件制作的感应加热电源不仅成本较低、结构简洁，而且 其控制和驱动也大为简化。但是，由于i g b t 器件开关速度的限制，当频率大于l o o k h z 时采用常规的电路结构和控制技术较难实现。目前大功率高频i g b t 电源的研究方向 是采用多桥分时控制( 欧洲e f d 公司) 或采用倍频电路【1 1 1 。 在高频( 1 0 0 k h z 以上) 频段，感应加热电源正处在从传统的电子管电源向全固态 电源的过渡阶段，目前采用的开关器件主要以模块化、大容量化m o s f e t 功率器件为主。 西班牙采用m o s f e t 的电流型感应加热电源制造水平达到6 0 0 k w 4 0 0 k h z ，德国在19 8 9 年研制的电流型m o s f e t 感应加热电源水平达4 8 0 k w 5 0 - - , 2 0 0 k h z ，比利时i n d u c t o e l p h i a e 公司生产的并联型m o s f e t 感应加热电源水平可达1 0 0 0 k w 1 5 6 0 0 k h z ，美国 t h e r m a t o o lc o r p 公司的并联型m o s f e t 感应加热电源则达到8 0 0 k w 10 0 8 0 0 k h z 。 应用于高频电源的另一功率器件为静电感应晶体管( s i t ) ，主要以日本为主，电源水 平在8 0 年代末达到了1 0 0 0 k w 2 0 0 k h z ，10 0 k w 4 0 0 k h z 。s i t 器件的开关速度比m o s f e t 慢，同时它存在很大的通态损耗，随着m o s f e t 、i g b t 性能不断改进，s i t 将逐渐失去 它存在的价值。国内目前m o s f e t 固态高频电源制造水平约为4 0 0 k w 5 0 0 k h z ，与国外的 研发水平有一定的差距。由于m o s 管的单管电压和电流容量较小，当制作高频大功率电 源时不得不采用多管并联、多桥并联结构，这就对感应加热电源器件的布局工艺提出了 苛刻的要求。同时，电源的驱动电路和保护电路也变得非常复杂，电源的制作和维护也 比较困难陋1 5 1 。 1 1 2 感应加热电源的发展趋势 固态感应加热电源技术的发展与功率半导体器件的发展和现代控制技术的发 展密切相关，其发展趋势主要有以下几个方面： 1 ) 高功率因数、低谐波 2 华北电力大学硕士学位论文 由于感应加热电源一般功率都很大，传统的晶闸管相控整流器会对电网造成严 重的谐波污染。随着电网对用户的功率因数和谐波污染指标的要求越来越严格，具 有单位功率因数、低谐波污染的p w m 整流器将会得到越来越广泛的应用，“绿色刀 感应加热电源必将成为今后的发展方向【1 6 】。 2 ) 高频化 目前工业加热领域对高频感应加热电源的需求很大，但是由于目前电力电子器 件制造水平的限制，固态高频感应加热电源在高频段还难以完全替代电子管电源。 另外，固态高频感应加热电源通常功率较大，对功率器件、无源器件、电缆、布线、 接地、屏蔽以及驱动电路均有许多特殊要求。因此，实现感应加热电源的高频化仍 有许多技术问题需进一步研究【1 7 】。 3 ) 大容量化 在电力电子器件的制造水平尚未有本质突破的情况下，感应加热电源的大容量 化只能从电路的拓扑结构和控制方法上寻找解决方案。多台电源的串、并联技术是 在器件串、并联技术基础上进一步实现电源装置大容量化的最有效手段。但是，器 件的串、并联必须妥善解决器件的均压和均流问题，这对器件的筛选、缓冲电路以 及电源的布局布线要求非常严格。由于m o s 管的单管电压和电流容量较小，当制 作高频大功率电源时不得不采用多管并联、多桥并联结构，对感应加热电源的工艺 布局要求很高。同时，电源的驱动电路和保护电路也变得非常复杂，电源的维护也 比较困难【1 8 】。 4 ) 数字化、智能化控制 随着感应加热电源自动化控制程度以及对电源可靠性要求的提高，感应加热电 源正向数字化、智能化控制方向发展。采用高性价比的数字化控制电路不仅可以充 分发挥微处理器的实时数据处理能力，而且可以克服模拟控制电路元件易老化、温 度漂移、对电磁噪声敏感等缺点，还可以实现电源工作状态的实时监测和控制，确 保电源的高效稳定运行。此外，具有计算机智能接口、远程控制、故障自动诊断等 功能的感应加热电源也将成为下一个发展目标【”】。 5 ) 负载匹配 感应加热电源多应用于工业现场，它的负载对象各式各样。而谐振逆变器与负 载是一有机的整体，负载匹配与否直接影响到电源的有效利用率和运行可靠性。对 于采用匹配变压器作为负载匹配手段的电源装置，如何实现匹配变压器的高效率， 从磁性材料选择到绕组结构的设计已成为重要课题。以三阶谐振电路代替二阶谐振 电路以实现高效、低成本阻抗匹配也是一种非常有效的手段，这种拓扑的研究目前 已经成为研究热点。另外，从控制逆变器工作状态的角度去控制负载的匹配是一个 3 华北电力大学硕士学位论文 研究方向【1 9 1 。 1 2 课题研究的背景和意义 1 2 1 课题研究的背景 对于工业加热行业的大部分负载来说，感应加热电源须经过负载阻抗匹配后才 能正常工作。所谓负载阻抗匹配就是为了使电源输出额定功率，而采取的使负载阻 抗等于电源额定阻抗的方法和措施。对于一台感应加热电源，其额定电压和额定电 流取决于电源本身，为了使电源能输出额定功率，要求有合适的负载阻抗，z = z n ( z n = u n i n ) 则负载与电源匹配，如果z z n ，电源则与负载不匹配，电源利用率就降 低【引。感应加热装置的感应器支路可以等效成一个电阻和一个电感串联或并联的形 式，等效的电感、电阻是感应器和负载耦合作用的结果，其阻抗值受感应器与负载 耦合程度的影响。等效感应器支路是一个感性负载，功率因数很低，需加入电容器 进行无功补偿，补偿电容器与感应线圈的连接方式有串联和并联两种形式，从而形 成两种基本的谐振电路：并联谐振电路、串连谐振电路。串联谐振电路在谐振状态 下等效阻抗达到最小值，并联谐振电路在谐振状态下等效阻抗达到最大值。为了获 得最大的电源输出功率，串联谐振电路采用电压源供电，并联谐振电路采用电流源 供电。即电压源型感应加热电源必须匹配串联谐振型负载电路，电流源型感应加热 电源必须匹配并联谐振型负载路，这是电源与负载的初次匹配措施【9 j 。串联型感应 加热电源的输出阻抗只和感应器的等效阻抗有关系。在现有的设备中只有靠改变匹 配变压器的变比来调节等效阻抗的大小，其方法单一，且不能连续调节。并联型感 应加热电源的输出阻抗即和感应器的等效阻抗有关又和品质因数q 有关。我们可以 通过改变并联谐振槽路的品质因数q 来改变逆变器输出阻抗的大小，其方法简单， 可以有多种方法实现，并且可以实现动态调节【2 m 2 2 1 。 目前，负载匹配方法主要分为两大类：电磁耦合和静电耦合1 2 引。 电磁耦合主要采用匹配变压器，通过变压器变换阻抗特性进行负载匹配。电磁 耦合在感应加热装置中最为普遍。常规的电磁耦合( 变压器) 匹配方法在高频中对变 压器的要求高、成本昂贵、设计困难。对于串联逆变电源，目前常用变压器实现负 载阻抗的匹配，槽路串联补偿电容可以接在变压器初级或次级，空心变压器能够流 通较大容量的无功功率，较易实现初级补偿，减轻了对补偿电容的要求但当电源功 率增加时，相应的无功容量需求加大，造成空心变压器的体积较大，而且由于空心 变压器初次级耦合较差，不仅漏感较大，而且初次级等效变比与匝比相差很大，在 实际设计中较难掌握当要求较大的变比匹配阻抗时，实现起来比较困难。铁心变压 器具有较小的漏感及接近理想的变比，对于极低的负载阻抗可以做成较大的匝比但 目前高频变压器的铁心难以做得较大，因此负载无功必须在次级补偿，而这增加了 4 华北电力大学硕士学位论文 槽路补偿电容选择的难度，需要低电压大电流的高频电容。 静电耦合主要采用无源元件，通过改变电路拓扑结构来改变负载阻抗。静电偶 合匹配法是用多个储能元件构成不同的谐振槽路对负载进行匹配，代替高频大功率 匹配变压器，以实现高效、低成本的匹配。这种方法比电磁耦合方法更方便经济， 而且省去变压器后可以使设计过程无须考虑其寄生元件的影响，如绕组漏抗和寄生 电容等，即使在负载需要电气隔离时，输出变压器仅作隔离变压器用，匝比固定且 无需抽头，降低了对变压器的要求由于电容器参数的灵活多样，所以容易实现对各 种不同负载阻抗的最佳匹配，特别对大容量高频电源采用独立变压器供电时，无需 另外的电气隔离，完全可以省去原来作阻抗匹配用的高频输出隔离变压器，具有较 显著的经济性，即使对于不存在电源隔离的中小容量高频电源，输出高频变压器可 以设计成具有固定匝比的隔离变压器，无需抽头，不同负载阻抗的最佳匹配通过槽 路电容合理的串、并联实现，不仅能简化高频变压器的结构设计，降低变压器的漏感 和成本，而且使负载阻抗的匹配变得更为简便，在技术上有较大的优越性【2 4 1 。 感应加热电源负载匹配方法中利用电感匹配的方法可以归纳为以下几种： 1 ) 利用带铁心的多抽头电抗器，改变抽头调节电抗值，属于有级调节，调节时 要求断电。由于制作工艺上的原因，抽头的数量受到限制，无法做到连续调。 2 ) 采用动铁心电抗器，移动铁心与线圈的相对位置来改变电抗值，属于无级调 节，调节时无须断电，可以跟随负载阻抗的变化，匹配效果好，容易组成稳定感应 线圈上的电压，或恒温、恒功率自动控制系统，但铁心动作须经过一套传动系统， 故障率较高，且须建立协调控制模型。 3 ) 采用动圈式变压器的形式，一次线圈与感应线圈并联，二次侧绕组自身短接， 移动一次绕组与二次绕组的相对位置，便可以改变一次侧的等值电抗，属于无级调 节。变压器必须采用空心变压器，一、二次绕组相对位置的变化也须经过一套传动 装置，故障率高，同样须建立控制模型。 4 ) 用磁饱和电抗器作为三，通过调节直流激磁电流来改变电抗值，属于无级调 节。该方法无移动、旋转部件，也无触点控制，安全可靠，维护工作量小。 5 ) 增减感应线圈的匝数。在感应线圈的几何形状不变的条件下( 感应线圈的长 度和直径不变) ，感应线圈的电感与其匝数n 的平方成正比，当匝数n 增减时，感 应线圈的电感l 和工件的等效阻抗也会相应增减，从而改变负载的等效阻抗。 6 ) 改变感应线圈与被加热工件的耦合情况。感应器与被加热工件耦合的紧密程 度直接影响感应器支路等效阻抗，从而影响谐振电路等效阻抗，但是，当感应器与 工件的间隙增大，耦合较松时会降低加热效率，匹配效果有限瞳5 1 。 5 华北电力大学硕士学位论文 1 2 2 课题研究的意义 由于感应加热电源负载的特殊性，研究感应加热电源的负载匹配对提高电源效率和 安全性很有意义，它影响着逆变器的电路结构、负载频率和输出功率等参数。随着功率 半导体器件的发展与工业生产、科学研究和现代生活的需要，感应加热电源向高频、大 容量方向发展。由于串联型感应加热电源对线路上的杂散参数不太敏感，故串联型谐振 拓扑结构更适合高频感应加热电源。由于串联型感应加热电源的负载匹配只有通过改变 匹配变压器的变比来改变电源的匹配状态，其方法单一、难以实现在线调节、难以实现 连续调节。故研究串联型感应加热电源的动态负载匹配更有其现实意义。总之，对串联 性感应加热电源的负载匹配方法上继续作进一步的深入研究以提高整个电源系统的综 合性能具有非常现实的理论意义和实用价值。 1 3 本文所做的工作 针对现有负载匹配方法存在的种种问题，本文主要对串联型固态高频感应加热 电源的负载匹配进行详细的研究。研究工作的重点为了解决逆变器输出的电压、电 流总是保持在设备设计值时的最佳工作值。这样既可以保持设备的最大利用率，又 可以使设备工作在安全的范围内，降低设备的故障率。对控制策略进行详细的分析 和设计试验样机，最后得出实验结果，主要工作如下： a ) 首先对现用的负载匹配方法进行了分析，得出现有方法的优缺点。 b ) 研究一种新的感应加热电源的负载匹配方法，通过该方法可以连续动态调节 负载匹配，使电源总是保持在最佳匹配状态范围内。 c ) 对提出的新负载匹配方法进行仿真分析，并对不同负载品质因数q 值的各种 工作状态下进行分析，验证该方案的可行性。 d ) 设计试验样机和控制电路对动态负载匹配方法进行试验验证。 6 华北电力大学硕士学位论文 第二章感应加热的基本原理及电源的拓扑结构 2 1感应加热的基本原理 2 1 1电磁感应和感应加热 m i c h a e lf a r a d y 与1 8 3 1 年建立的电磁感应定律说明，在一个电路围绕的区域内存 在交变磁场时，电路两端就会产生感应电动势，当电路闭合时则产生电流。这个定 律同时也就是今天感应加热的理论基础。 图2 - 1 感应加热的原理图 如上图2 一l 所示，当感应线圈上通以交变的电流时，线圈内部会产生相同频率 的交变磁通矽，交变磁通又会在金属工件中产生感应电势e 。根据w e l l 电磁 方程式，感应电动势的大小为： 口：一丝 ( 2 1 ) 西 式中n 是线圈匝数，假如是按正弦规律变化的，则有： = 。s i n t o t 那么可得到感应电动势为： e = 一m c o c o s t o t 因此感应电动势的有效值为： 7 ( 2 2 ) ( 2 3 ) 华北电力大学硕士学位论文 e ：2 z 丁f n e p ：4 4 4 n f 埘 2 ” ( 2 - 4 ) 由此可见，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的金属，然后电能在金 属内部转变为热能。感应线圈与被加热金属并不直接接触，能量是通过电磁感应传 递的。另外需要指出的是，感应加热的原理与一般电气设备中产生涡流以及涡流引 起发热的原理是相同的，不同的是在一般电气设备中涡流是有害的，而感应加热却 是利用涡流进行加热的。这样，感应电势在工件中产生感应电流( 涡流) i ，使工件 加热。其焦耳热为： q = o 2 4 1 2 r t 式中，q ：电流通过电阻产生的热量( j ) ： i ：电流有效值( a ) ： 灭：工件的等效电阻( q ) ； ( 2 - 5 ) 由式( 2 4 ，2 5 ) 可以看出，感应电势和发热功率与频率高低和磁场强弱有关。 感应线圈中流过的电流越大，其产生的磁通也就越大，因此提高感应线圈中的电流 可以使工件中产生的涡流加大；同样提高工作频率也会使工件中的感应电流加大， 从而增加发热效果，使工件升温更快。另外，涡流的大小与金属的截面大小、截面 形状、导电率、导磁率以及透入深度有关汹，。 2 1 2 电磁感应的三个效应 ( 1 ) 集肤效应：直流电流流经导体时，电流在导体截面上是均匀分布的，但交流 电流流经导体时，电流沿导体截面上的分布是不均匀的，最大电流密度出现在导体 的表面层。这种电流积聚于表面的现象就叫做集肤效应。 因为当交变电流通过导体时，在导电体的外部和内部都建立了交变的磁场，由 于导体表面部分交链的磁力线比导体内部所交链的磁力线要少的多，于是导体中心 部分的自感电势或者中心部分的电感和阻抗大于表面部分的电感和阻抗，由于电流 总是沿着阻抗最小的路径流动，所以电流就积聚到了导体表面。 一一 图2 2 临近效应 8 华北电力大学硕士学位论文 当电流频率越高，集肤效应越明显。同样当导体处于交变的电磁场中，也就是 说处于感应圈中，由于感应圈的中间产生交变的电磁场，使工件中产生的涡流也是 交变电流，它沿截面的分布也是积聚在表面层。 ( 2 ) 邻近效应：相邻两导体通以交流电流时，在相互影响下导体中的电流要重新 排布，当两电流流向相同时，电流被排于导体外侧当流向相反时，电流被排于导 体内侧。图2 2 为邻近效应示意图。 这是由于假如在任何瞬间两平行的导体中的电流流向相同时，在导体之间由电 流所建立的磁场方向相反，总的磁场强度减少，而两导体外侧的磁场却增强了。显 然导体内侧比外侧交链较多的磁通，因而导体内侧的电流和阻抗较外侧为大，所以 导体内侧电流密度较外侧为小。 同理，当两平行导体中的电流方向相反时，导体外侧的电流密度较内侧为小。 ( 3 ) 圆环效应：如果将交流电流通过圆环形螺管线圈时，则最大电流密度出现在 线圈导体的内侧，这就叫做圆环效应。图2 3 为圆环效应示意图。导体的径向厚度与 圆环直径之比越大，这种现象就越显著。因为通常磁力线在环内集中，在环外分散， 一部分磁力线穿过导体本身，因此导体的外侧比内侧交链较多的磁通，这样导体外 侧的电感和阻抗较内侧为大，电流向内侧积聚。 图2 - 3 环形导体中的电流分布 如果将材料放在高频磁场内( 例如放到通有高频电流曲线圈内部) ，则磁力线同 样会切割材料，在材料中产生感应电动势，从而产生涡流。涡流也是高频电流，同 样具有高频电流的一些性质。由于材料具有电阻，结果使材料发热，利用感应涡流 的热效应进行加热，叫感应加热【2 7 1 。 9 华北电力大学硕士学位论文 2 1 3 电流的透入深度 透入深度的定义是由电磁场的集肤效应而来的。电流密度在工件中的分布是从 表面向里面衰减，其衰减大致呈指数规律变化。工程上通常是这样规定的，当导体 电流密度由表面回里面衰减到数值等于表面电流密度的0 3 6 8 倍时，该处到表面的距 离万称为电流透入深度。因此可以认为交流电流在导体中产生的热量大部分集中在 电流透入深度万内。 透入深度艿可用下式来表示： 广一 踮5 0 3 0 性 飞眭t l 式中：p ：导体材料的电阻率( f 2 c m ) ； 所：导体材料的相对磁导率； 厂：电流频率( h z ) 。 ( 2 - 6 ) 分析一下式( 2 6 ) ，当材料的电阻率p ，相对磁导率所，确定以后，透入深度万 仅与频率的平方根成反比，因此它可以通过改变频率来控制。频率越高，工作的透 热厚度就越薄，这种特性在金属热处理中得到了广泛的应用，如淬火、热处理等【1 9 1 。 2 2 感应加热电源的电路结构 瓠u b 珊b 协们咻鼢 降矗脏怖 图2 - 4 感应加热电源框图 感应加热电源系统一般有5 部分组成：整流器( a c d c ) 、滤波器( f i l t e r ) 、逆 变器( d c - a c ) 、负载谐振回路( r e s o n a n tt a n k ) 、保护控制环节( c o n t r o la n d p r o t e c t ) ，如图2 4 所示：整流器部分主要采用三相整流电路，包括晶闸管相控和 二极管不控整流器，功率器件一般采用大容量的晶闸管：而滤波器则根据逆变部分 谐振槽路的不同分别采用平波电抗器和l c 结构的滤波器；逆变器部分则主要有两种 1 0 华北电力大学硕士学位论文 常见的结构，即本章要讨论的电压型和电流型拓扑结构，而在某些场合也出现一些 特殊结构，如并联时间分割电路、串联时间分割电路、倍频电路等；负载谐振槽路 主要是有感应器和补偿电容组成，根据二者不同的连接方式，有串联谐振和并联谐 振槽路；控制及保护主要是有调功、频率跟踪、锁相环、过流、过压、过温等部分 组成，目前大部分产品中的控制及保护单元都是由分立元件组成，但国外也有数字 化产品出现1 2 引。 2 2 。1 串联、并联谐振逆变器的拓扑结构及优缺点 高频感应加热电源的负载可以等效成一个电阻和一个电感串联或并联的形式。 等效的电感、电阻是感应器和负载耦合的结果，其值受耦合程度的影响。这种负载 都是功率因素很低的感性负载：为了提高功率因数，一般采用增加补偿电容的方法 来提高。一般有并联补偿和串联补偿两种方式，从而形成两种基本的谐振电路：并 联谐振电路、串联谐振电路。为了提高效率和保证逆变器安全运行，固态感应加热 电源一般工作在准谐振状态。串联谐振电路工作在小感性状态而并联谐振电路工作 在小容性状态【2 9 刁0 1 。 由自关断器件构成的电压型串联谐振逆变器和电流型并联谐振逆变器的电路拓 扑如图2 5 和2 6 所示。 图2 - 5 串联谐振逆变器图2 - 6 并联谐振逆变器 从电路原理来看，串联谐振逆变器和并联谐振逆变器在各种变量的波形、电路 的拓扑、还有电路的特性等方面都存在着对偶关系，如表2 1 所示。 ( a ) 电路拓扑的对偶 表2 - 1 串、并联电路的对偶关系 串联谐振逆变器并联谐振逆变器 采用大电容滤波，恒压源供电采用大电感滤波，恒流源供电 负载为r 、l 、c 串联谐振电路负载为r 、l 、c 并联谐振电路 功率器件需反并联二极管，为谐振电流提功率器件需串连同容量快恢复二极管，承 供通路受谐振电路产生的反向电压 华北电力大学硕士学位论文 ( b ) 工作特性对偶 串联谐振逆变器并联谐振逆变器 输入电压为直流输入电流为直流 输出电压为矩形波，输出电流近似正弦波输出电流为矩形波，输出电压近似正弦波 一般工作在感性准谐振状态 一般工作在容性准谐振状态 电压源供电，逆变器换流需死去时间 电流源供电，逆变器换流需重叠时间 ( c ) 保护特性对偶 串联谐振逆变器并联谐振逆变器 负载阻抗频率特性为串联谐振特性，因此负载阻抗频率特性为并联谐振特性，因此 不宜为短路 不宜为开路 。 短路保护困难开路保护困难 开路保护容易短路保护容易 从上面三个表格可以看出，理解和掌握( a ) 、( b ) 两表中的对偶关系有助于分析和 比较两种逆变电路的工作原理，而了解( c ) 表中的对偶关系则有助于正确可靠地设计 保护电路。表2 2 是串联并联谐振逆变电路的优缺点比较。 表2 2 串、并联谐振电路的优缺点比较 串联谐振逆变器并联谐振逆变器 电压源供电，浪涌电流大，短路保护困难，电流源供电，电流冲击小，短路保护容易， 开路保护容易开路保护相对较困难 串联谐振电路负载匹配方法较少并联谐振电路负载匹配方法较灵活 串联谐振型逆变器对负载电路拓扑结构要并联谐振逆变器对负载线路寄生参数敏 求较低，负载引线可适当加长感，负载引线不宜过长 功率器件需承受反压，高速大容量二极管 功率器件不需要承受反压 选择困难 调功方式灵活一般采用调节直流电压调功 本文的动态负载匹配是在串联谐振槽路的设备上进行研究设计。 1 2 华北电力大学硕士学位论文 2 2 2 串联、并联谐振槽路分析 2 2 2 1 串联谐振槽路分析 如图2 7 所示，电感三、电容c 和电阻r 组成串联电路。若将内阻为零的电源 e = 露s i n 研加到此电路中将流过电流，即： ：ree = 一= 一芝r + j x 其模为： j = 了蚕e 辛尹 立串联电路总阻抗； z 串联电路总电抗。 牡鼍一心：础一历1 = 括尝一c 缈o o ) 1 2 面 r a c 图2 - 7 串联谐振电路图9 - 8 并联谐振电路 此时，加在各元件上的电压分别是： e r = r 应2 壶j2 去量 e l ：j l 1 ：j l 粤 z ( 2 7 ) ( 2 8 ) ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) r l ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 - 1 3 ) 从以上各式可知，电路中电流得最大值出现在x = 0 ，即r o = z ( 脚) = 足的时候， 此时： 华北电力大学硕士学位论文 j 。：旦：旦 如r e r = i o r = e 小赤拦r = - j 土c o o c r 叫q 左 点q2 而卜一一，q 占 砬= 歹嘞三簧= 饱壹= 一咤 式中q = a o r o _ a = 硒1 ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 请注意，上面几个公式中都用了哦，那是因为当x = 0 时，c o l = 1 a ) c ，即 国= c o o = 1 三c 。称x = 0 的状态为串联谐振，此时的角频率为谐振角频率，用表 示。 谐振时外电源电压e 全部加在电阻上。此时电感三上的电压和电容c 上的压降量 值相等而方向相反，它们的值较电源电压高q 倍。因此，通常又把这种谐振称为电 压谐振，而将q 称为此谐振电路的品质因数。 由式( 2 1 8 ) 可知，谐振时流过电路的电流和外电源电压相同，因此，电路的 功率因数c o s p = 1 。即 r c 0 8 伊2 i = r ( 2 - 1 9 ) 如果固定三、c 和r 值不变，使外电源频率由零到变化，则电路中的电流、电 压和阻抗的变化曲线如图2 8 所示。图中的这些曲线称为谐振曲线。当国= 0 时，相 当于直流电源，因受电容的阻挡，电路中电流j = 0 ，全部电压加在电容上。当国逐 渐增大时，容抗置逐渐减小，而感抗x ，逐渐增大，但在谐振前( 彩 x ，电路成容性，电流，随国增大而增加。当电路达到谐振时，电流，达到 极大值，这时丘= 五，c o s q ，= 1 ，电路呈阻性。继续增加缈，则因鼍 x ，使电流下 降，电路呈感性。到国- - 9 , 时，感抗完全阻止电流通过，j = 0 ，电压全部加在电感 三上。从图可以看出，丘和五的极大值都偏离谐振点，那是因为谐振时尽管j 达 到极大值，而x ：( 或鼍) 并非最大值，而在缈偏离纯一点点( 即缈= c o o ，或绋：) 时，虽然，略小，但x ，( 或墨) 相应的大的多，因此，x ，( 或k ) 反而达到极 大值。 1 4 华北电力大学硕士学位论文 。 。二j | | t | | 1 图2 9 串联电路中各参量随c o 变化情况图2 - 1 0q 值不同时的谐振曲线 当三、c 和只也发生变化，电路的阻抗表达式变换为： ( 2 2 0 ) z = 二_ 巧12=e2-i-(cao)2(三01 ) 2 = 贝f 砑( 2 2 2 ) 电路中的电流幅值为： 一 e i = = ： z r 铲+ q 2 ( 罢一堕c a ) 2 铲+ q 2 ( 旦c o o 一等) 2 f嘞f 彩 ( 2 2 3 ) 式中厶= e r 为谐振式电路中电流的有效值，为便于比较，将式( 2 2 3 ) 带入 ；= f ( c o ) i = 。 ( 2 2 4 ) 将上式中，厶的值为纵坐标，c a c a o 为横坐标便绘成图2 - 1 0 所示的曲线。从式 ( 2 - 2 4 ) 可知，电路中个参数变化时对i ( c a ) 的影响可完全体现在q 上。图2 1 0 就是 在几种q 值下的谐振曲线变化情况，q 值愈大，谐振曲线就愈尖，电路选择信号的 性能就愈好，故q 被称为回路得品质因数【。 2 2 2 2 并联谐振槽路分析 图2 一1 1 是将电阻r 和l 串联在与c 并联组成并联电路，如果将内阻为零的电源 e = 疋s i n c a t 接入此电路，则在此电路中将流过电流： 1 5 华北电力大学硕士学位论文 ee i l2 = z 。l r + j c o l i c 毫导：c o c e 。毫2 z 2 =一=而e一r+jo)(r60。2l+2c+r2c-l)壹,i i l + i c 4 - j o 。, c e = = 。 r + ，缈三 。 r 2 + 彩2 因此并联电路的总阻抗z 为： ( 2 2 5 ) ( 2 2 6 ) ( 2 2 7 ) 立=等=赢r+jcol=r面2+c02l2(1-col c ) + j o k t rr + j c o ( c oc + r 而c 鬲- l ( 2 - 2 8 ) 么= 一= ：- 一= _ - = 一 【2 - 2 kj ； 2 2 2 ) 电路发生谐振时，式( 2 2 8 ) 的虚数项比为零，即： 因此，谐振时的角频率为： 彩2 r c + r 2 c l = 0 c o o 。国2 1r 2 ： 谐振时，由于槽路中r q 艮d , ，对角频率的影响极小，可以忽略，则有： 1 丽 显然，并联谐振的频率和串联谐振频率差不多，实际上可认为他们相等。 从式( 2 - 2 7 ) 可知，谐振时电源输入的电流为： 阻抗 五= 矗杀拓 通常z o 以r d 表示，即： re 立。：c 0 2 0 l 2 + r 2 ：l ：d 2 r r c r 。 1 6 ：堡童( 一2 9 ) z -= 丘l 三 华北电力大学硕士学位论文 如= z 。2 去2 q 2 r ( 2 - 3 0 ) 式中q = 警= 瓦b ，同样称为品质因数，这时各支路电流为： 1 1 立e ：- 2 而e 氟南一，却氧爷) ( 2 - 3 1 ) 其模为： 厶= e 止争2 + 西c 2 = e 、i 丁c 2 r 2 + 了c 2 r 2q 2 = i o 、f i l + q 2 。q i o ( 2 3 2 ) 其模为： 五2 丢= 觑c 壹 ( 2 - 3 1 ) 毛= ( a o c e = 丁e c r q = q i o ( 2 3 2 ) 显然，谐振时由电源输入的电流很小，而各支路的电流却很大，为电源输入电 流的q 倍。因此，称此谐振为电流谐振。在实际高频装置中q 值都大于5 ，一般为5 1 0 之间。 如果，电流频率是可变的，则并联电路中个参量与频率的关系将图2 1 1 所示。应 该指出图中x 为z 中的电抗，当r 很小可以忽略时： 为方便起见，将谐振时的阻抗关系综述如下： 如= q 2 r = 三c r ；嘞= 击； 鼍= 三= 鲫；k 置= 鲫= q ； i o = 号e ；i c 吐刈o 1 7 ( 2 3 3 ) ( 2 3 4 ) 鼯 麓 捂薯 x 1 j 日揖 华北电力大学硕士学位论文 图2 - 1 1 并联电路中各参数与频率的关系 2 3串联谐振逆变器的工作状态分析 ，- t 刷 7 ( a ) 感性负载 ， t 一 l 叭叭 7 图2 - 1 2 逆变器输出波形 ( b ) 容性负载 串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使 振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流j 近似正弦波，同时，为避免逆变 器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通之间必 须留有足够的死区时间。图2 1 2 分别示出容性负载和感性负载的输出波形。当串联 谐振逆变器工作在容性负载时，它的波形见图2 1 2 ( b ) ，由图可见，工作在容性负 载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，电流先过 零，上、下桥臂间的换流则从上( 下) 桥臂的二极管换至下( 上) 桥臂的m o s f e 下。由 于m o s f e 丁寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大 的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速 下降至零时，会在与m o s f e t 串联的寄生电感中产生大的感生电势，而使m o s f e t 受到很高的电压尖峰的冲击。 1 8 华北电力大学硕士学位论文 l z ： c 2 d 2 i 夏中c ， d l 2 = q i 牛岛 ( b ) 图2 - 1 3 感性负载状态换流过程 ( d ) ， t ，2 ， 一 ui o ，“c2 ，t4 、一 z 乙6c ， 眠 “笼： ，l 一o 一，- 。二j 一 、， 一一一一一 t ，c ，c ，o l ，e3 ， ，c 乙 一 y ， ， u ( l t1 t2 tit 图2 1 4 小感性状态下换流模式电压、电流波形图 在小感性换流模式下，逆变器的工作频率略高于谐振负载的固有谐振频率，即 负载电流i h 滞后于负载电压u h 一个电角度伊，换流过程中各元件的电压、电流波形 简图如图2 1 4 所示，其中d e a d = t 3 一t o 为触发脉冲的死区时间，t 4 ；k j 负载电流的换向时 刻。触发脉冲的死区时间，t 4 为负载电流的换向时刻。 1 ) 状态l ：t t o 此时s 1 、s 3 导通，s 2 、s 4 截止，c 1 、c 3 的电压为零，c 2 、c 4 的电压为直流桥 电压u d ，续流二极管d 1 、d 2 、d 3 、d 4 都处于截止状态。谐振逆变器工作状态如图 2 1 3 ( a ) 所示，图中c i 、c 2 、c 3 、c 4 为功率开关器件s l 、s 2 、s 3 、s 4 的吸收电容 ( 包括开关器件的结电容，容值相等) ；d 1 、d 2 、d 3 、d 4 为功率开关器件的反并联 l o 华北电力大学硕士学位论文 快恢复二极管；c 为谐振电容，l 、r 为感应器和被加热工件的等效电感和电阻，c d 为直流滤波电容。 2 ) 状态2 ：t o t h 在t 。时n s 、s 3 的脉冲关断，s l 、s 3 在负载电流很小和零电压条件下快速关断， 在此同时电容c 1 、c 3 被充电、电容c 2 、c 4 开始放电以保持负载电流的连续流动， 在这一段时间里，负载电流继续保持方向不变。由于吸收电容的充放电，开关器件 s l 、s 3 的端电压从零开始上升，s 2 、s 4 的端电压从u d 开始下降。在t l 时刻，吸收电 容c 1 、c 2 、c 3 、c 4 的电压都为u d 2 ，负载端电压为零。在t 2 时刻，电容c 1 、c 3 被 充电至u d 、电容