（电力电子与电力传动专业论文）电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究.pdf

电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 a b s t r a c t g o o ds i n u s o i d a lo u t p u tw a v e f o m a ，i h s td y n a m i cr e s p o n s e ，e x c e l l e n tl o a d c h a r a c t e r i s t i ca n dh i g hp r e c i s i o no fo u t p u tv o l t a g ea r ck n o w na st h ea d v a n t a g e so f d u a l l o o pi n s t a n t a n e o u sc o n t r o lw i t hc a p a c i t o rf e e d b a c k b u ti ti sh a r dt or e a l i z et h e d u a l l o o pi n s t a n t a n e o u sc o n t r o lw i t hd i g i t a ls c h e m e ，b e c a u s et h e r ei sd e l a yt i m eo f s a m p l i n ga n dc o m p u t i n ga n dl a c ko fr e a l t i m er e g u l a t i o nf o rd i g i t a lc o n t r 0 1 b a s e d o nt h es t a t e o b s e r v e r ，an o v e ld i g i t a lc o n t r o ls c h e m ef o rd u a ll o o pi n s t a n t a n e o u s f e e d b a c ki n v e r t e ri sp r e s e n ti n t h i st h e s i s ad e c o u p l i n gc o n t r o ls t r a t e g yi sp r o p o s e d u n d e rt h ef e e d b a c ko fc a p a c i t o rc u r r e n t t of i xt h eg a i no fi n v e r t e r ，d cd e c o u p l i n gi s e m p l o y e d ad i g i t a lc o n t r o l l e rw i t hi n n e rc u r r e n tl o o pi sd e s i g n e du s i n gan e w s a m p l i n g s e q u e n c eo fc a p a c i t o rc u r r e n t ，a n dt h ea v e r a g ec a p a c i t o rc u r r e n ti na s w i t c h i n gp e r i o di sr e f l e x e di nr e a l t i m e am e a s u r i n gm e t h o do f c u r r e n tb a s e do i la d i s c r e t em o d e lo ft h ef u l l b r i d g ep w mi n v e r t e ri sp r o p o s e dt oc o m p e n s a t et h ed e l a y t i m eo fs a m p l i n ga n dc o m p u t i n g t oi n c r e a s et h ep r e c i s i o no fo u t p u tv o h a g e ，a f i l t e r i n gm e t h o df o rc o n t r o l l i n gt h eo u t e ri n s t a n t a n e o u sv o l t a g el o o pi sa d o p t e dt h e i n v e r t e ri sm o d e l e di nm a t l a b t h eo u t p u tc h a r a c t e r i s t i c sa n dt h ef a c t o r sw h i c h a f f e c tt h eo u t p u tc h a r a c t e r i s t i c sa r ea n a l y z e d a1k v a p r o t o t y p ei sd e v e l o p e d t h e s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n tr e s u l t ss h o wt h a tt h ep e r f o r m a n c eo fi n v e r t e rw i t ht h i s n o v e ld i g i t a lc o n t r o ls t r a t e g yi st h es a m ea st h ep e r f o r m a n c eo ft h ei n v e r t e rw i t h a n a l o g yc o n t r o ls t r a t e g y k e y w o r d s ：i n v e r t e r s ，s p w m ，i n s t a n t a n e o u sc o n t r o l ，d i g i t a lc o n t r o l ，c a p a c i t o rc u r r e n t f e e d b a c k ，d u a l l o o pc o n t r o l ，s t a t eo b s e r v e r d e c o u p l i n gc o n t r o l 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独立 进行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容 外，本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。对本 论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明 确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件，允 许论文被查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数 据库进行检索，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本承诺书) 作者签名： 日 期： 茸麴 ! ! 丛! ! 兰! 南京航空航天人学硕十学位论文 第一章绪论 11 瞬时值反馈双闭环控制逆变器研究现状 随着电力电子技术的飞速发展以及各行各业对电气设备控制性能要求的 提高，逆变技术在许多领域得到越来越广泛的应用。为了使逆变器适用于不 同场合，对逆变技术的要求也越来越高，于是出现了各种逆变器电路结构和 控制方案。 逆变器控制方案有多科t ，脉宽调制式( p w m ) 逆变器是其中一种。早划 逆变器采用输出电压平均值反馈控制调节输出有效值，这种控制方式对逆变 器的波形控制是开环的，且逆变器空载时由于l c 低通滤波器阻尼小，容易产 生振荡，采用电压平均值反馈控制很难获得照好的动静态性能i “。为了满足某 些应用场合的高性能指标要求，出现了很多既控制输出电压有效值也控制其 波形的逆变器控制方案，如电压瞬时值反馈控制3 】【4 1 、电压电流双闭坏矫叫 值挣制6 l 等。由于电流反馈信息中带有一定的负载信息，因此电压电流双闭 环瞬时值控制比电压瞬时值反馈控制动态响应快，系统鲁棒性强。 电压电流双闭环瞬时值控制主要分为：采用电感电流瞬时值反馈控制【7 j 【8 引 和采用电容电流瞬时值1 反馈控制。 111 电感电流反馈的瞬时值控制 电感电流反馈的瞬时值控制的具体实现方法：采用f 弦电压基准和输出f h 压反馈经过电压调节器后作为电流基准，电流基准和滤波电感电流反馈值的 误差经过比例放大后和三角载波进行交截，得到限弦脉宽调制信号来控制功 率器件的导通与关断，以保证输出电压保持稳定。山于电感电流等于流经功 率管的电流，对电流基准进行限幅，可以达到功率管限流保护的作用。由于 负载电流作用于电感电流内环外部，负载效应得不到很好的抑制，因此输出 外特性相对较差，且非线性负载情况下输出电压畸变较大【l “。 为了克服电感电流瞬时值反馈控制的不足，可以利用电感电流反馈加卜负 载电流前馈，这样负载电流扰动的影响在内环得到一定的抑制，而且提高r u 窬【b 流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 系统的动念性能和系统的输出外特性。 112电容电流反馈的瞬时值控制 乜感电流瞬时值反馈加负载电流前馈控制方案中，当电感的反馈系数与负 载f i z 流的反馈系数相同时，该控制方案就成了电容电流瞬时值控制方案。 采用电容电流反馈的瞬时值控制的具体实现方法：采用正弦电压基准和输 出电压反馈经过电压调节器后作为电流基准，电流基准和滤波电容电流反馈 值的误差经过比例放大后和三角载波进行交截，得到正弦脉宽调制信号来控 制功率器件的导通与关断。负载电流包含在电容电流闭环内，因此负载电流 扰动的影响存内环得到了抑制。由于输出电压是电容电流在电容t 的积分， 挎制厂f i _ ! _ 容电流也就控制了逆变器的输出波形。负载的突变最先影响电容电 流，电容电流内环的快速响应可以抑制负载的突变。因此，相对于电感电流 反馈控制，采用电容电流反馈控制逆变器的外特性硬且动态响应快、带非线 4 i e 负载能力强。 乜容电流瞬时值反馈控制不具有电流限制能力，但采取一定的措施可以实 现负载r 1 流限制和短路保护】。 1 2 逆变器数字控制技术的研究现状 数字控制技术是逆变器控制技术发展的重要方向之一。 随着信息技术的发展，逆变电源越来越广泛地应用于银行、证券、军事、 医疗、航空航天等领域。对逆变器的要求已经不只限于稳压稳频。高性能的 逆变电源要求：输出阻抗低，稳态精度高，外特性硬；动态响应快，非线性 负载能力强：可靠性高，一致性好，维护方便：智能化，具有完善的网络监 控渊整功能。而传统的模拟电路控制的逆变器很难满足这些要求，只有实现 逆变器的全数字化控制_ 才能实现更优的逆变电源性能【1 4 】。 121 逆变器典型数字化控制方案 逆变器数字化控制主要分为：部分数字化控制和全数字化控制f 3 2 。 因为逆变器的输出波形是跟踪参考波形的，控制逆变器的参考波形就控制 了逆变器的输出。文献 1 5 1 给出了部分数字化控制方案，逆变器的并联控制方 南京航空航天人学硕士1 学位论文 法采用数字化实现，但逆变器的输出跟踪参考波形的控制仍然是采用模拟r e ! 路实现的。在很多应用场合，逆变器采取部分数字控制以实现远程监摔，j 丽 逆变器的全数字化控制是根据反馈量直接计算并输出p w m 。随着数字处理器 的发展，逆变器的全数字化不但可以实现良好的逆变器性能，而且可以方便 逆变器并联，实现功能更强大的网络功能。 12 2 逆变电源数字化控制的特点”4 】 逆变电源的全数字化控制相对传统的模拟控制电路有如下优点： ( 1 ) 采用的模拟器件少，控制板简单，可靠性高。 ( 2 ) 成品化一致性好，成本低，生产制造方便。 f 3 1 控制方法灵活，可以变换控制方法而不需要修改硬件电路；易于实现 一些先进的或者数字控制系统特有的控制算法。 ( 4 ) 维护方便，可以通过网络在线监控逆变电源运行状态，可以在线修改 控制参数，甚至可以升级控制软件。 ( 5 ) 容易实现并联运行。 然而，逆变器的全数字化控制也存在一些凼难： ( 1 1 由于逆变器的输出滤波器对逆变器的模型影响较大，以及输入电因7 门 波动幅度、负载的性质和大小变化范围通常比较大，增加了系统复杂 性、不确定性以及非线性。从而增加了逆变器控制器的设计难度。 ( 2 ) 数字控制器存在采样和计算延时，实时性差。在实时控制要求比较岛 的情况下，如逆变器的瞬时值控制等，控制效果不够好。 123 逆变器数字化控制的实现 逆变器的数字化控制实现方法有多种，比较典型的控制方法有：数字p i d 控制、无差拍控制、重复控制等。也有文献研究电压电流双闭环数字化挎制 技术。 123 1 数字p d 控制 p i d 控制以其简单、参数易于整定等特点，是种比较古老的控制算浊， 已广泛应用于t 程实践中。| = i ；l 期的逆变器的控制为模拟p i d 控制。采用输 i 电压的瞬时值反馈，采用模拟p i d 控制器进行调节。该算法具有较强的鲁杯 电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 性和相对较快的动念响应特性。把模拟p i d 调节器直接离散化，则可以构成 数字p i d 凋节器。由于各种因素的影响，数字p i d 调节器的输出稳态特性比 较筹。 1 2 32 无差拍控制“ 无差拍控制是数字控制特有的一种控制算法。它根据逆变器的当前时刻状 态方程和输出电压反馈信号来计算逆变器的下一个采样周期的脉冲宽度。对 于线性负载来说，该控制方法既具有比较好的稳态输出特性，同时具有非常 快的动态向应特性”j 。但是该控制方法对系统参数变动反应灵敏，即系统 鲁棒性差，旦系统模型建立不准确或系统参数发生变化，系统将会出现振 荡；瞬念响应的超调量大；计算的实时性强，对硬件的要求高【19 1 。文献 z o 提出了基于扰动观测器的无差拍控制，对负载扰动作出观测，克服了负载突 变引起的输出电压振荡，提高了系统的稳定性；文献 2 1 引入对计算延时的补 偿控制缓解了无差拍控制对硬件要求高的缺点；文献 2 2 2 3 1 采用硬件实现无 晕拍数字挖制算法，运算速度快，计算的实时性强，实现了较好的控制效果。 12 33 重复控制”4 “ 重复控制是基于内模原理的一种比较有效的波形校正技术1 2 “。逆变器采用 晕复控制的主要目的是为了克服整流性负载引起的输出波形周期性的畸变。 藿复控制的基本思想是假设输出波形的畸变会周期性的重复出现，控制器对 波形误差进行逐周期积分，通过对波形误差逐周期地补偿，最终达到稳态时 无静差的控制效果。重复控制能够使得系统获得很好的静态性能，但该技术 却f ：能获得很好的动态性能。为了获得更好的动态性能，文献 2 8 】研究了自适 心呕复控制方案，并成功实现了逆变器的控制；文献 2 9 1 研究了采用重复控制 用i 瞬叫恤反馈控制组成的复合控制方案，用瞬时值反馈控制方案改善了系统 的动态响应速度用重复控制保证了系统的稳态性能：文献1 3 0 】采用扰动的周 期性举别机制，使重复控制器只对周期性扰动产生的误差进行积分，在非周 期性扰动时误差积分器清零，因此提高系统在非周期性扰动情况下的动态性 能。 1234 数字双闭环控制”1 。1 ”1 南京航空航天凡学颤 学位论文 采用电容电流瞬时值双闭环控制的逆变器不但具有优良的动态性能，而h 也具有良好的静态性能。双闭环控制器通常采用模拟电路实现，山于数字控 制器存在采样和计算延时，采用数字控制器实现内环电容电流跟踪的 火速性 比较困难。文献 3 2 】采用状念观测器补偿了采样和计算延时，实现了电容f t l 流 瞬时值反馈双闭环数字化控制。但是由于观测方法的原因，忽略了电容电流 的脉动，补偿不够准确，效果不够理想。 1 3 本文的主要内容 131 本文的主要内容 本文主要研究电容电流瞬时值控制逆变器数字双闭环控制技术。首先详细 分析了逆变器的数学模型，介绍了输入直流电压反馈解耦和基于输出电容电 流的输出电压交叉反馈解耦控制。在解耦控制后的等效逆变器模型的基础上， 详细分析了电容电流内环和输出电压外环的设计过程。在m a t l a b 的 s i m u l i n k 环境下进行了仿真研究，给出了仿真波形。对逆变器的性能做j 理论分析，指出采用直流电压反馈解耦极火程度提高了逆变器的输出外特住：。 最后，详细设计， k v a 单相逆变器实验样机，用实验结果验证了理论分析垌l 设计的f 确性，实际研制的采用数字控制的样机性能能够达到模拟控制的效 粜。 1 32 本文的主要意义 本文的研究：】：作是在逆变器数字控制领域的一种探索，模拟电路控制的电 容电流瞬时值反馈双闭环控制逆变器具有优良的稳态和动态性能，本文通过 适当的控制策略和采样计算方法，提高数字控制器的快速性和实时性，实现 r 电容电流瞬时值反馈双闭环的数字化控制，采用本文方案可以实现具有优 异性能的逆变器，数字双坏控制 以达到模拟以环控制的效果。， 电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 第二章电容电流反馈瞬时值控制逆变器 数字双闭环控制方案设计 数字控制系统设计就是在被控对象已知且系统的性能指标要求明确的情 况p ，确定控制器的数学模型。数字控制器设计分为连续化设计和离散化设 计j 种方法。前一种方法又称为模拟化设计方法；后一种方法又称为直接数 字化设计方法【j 。 连续化设计方法首先利用连续系统的设计方法对系统进行设计求出控制 器的传递函数，然后再离散化为数字控制器：离散化设计方法是将控制对象 离散化后，再运用离散域控制器的设计法则设计控制器。前一种方法设计的 j 提条件是采样周期要足够小，以便于数字控制器的控制效果逼近模拟控制 器的控制效果，从而不能体现出数字控制器优点。 本章数字双闭环挎制方案设计采用第二种没计方法。首先分析逆变器的 数学模型，在此基础上二提出实现数字双闭环设计必须解决的问题，然后将逆 馊器的等效模型离散化，并详细设计内外环的补偿控制器。 21 逆变器的数学模型 吲2 i 为斡相全桥逆变电源的主电路原理图。考虑滤波电感的电阻“含因 北区造成的等效电阻) ，忽略电容的寄生电阻。 幽2l 全桥逆变器土电路图 逆变桥s p w m ( s i n u s o i d a lp u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ，f 弦脉宽调制) 采用双 堕堡堕兰堕查查堂塑堂篁堡塞 极性调制方式，如图2 2 所示。7 j 和7 j 控制信号相同，五和咒控制信号制州 7 l 和兀控制信号互补。s p w m 载波周期为n 在个载波周期内，耳管导通时 逆变桥输出+ ，其导通时间为d ， d 2 ( q + f i ) * - r i f 2 1 ) u 为s p w m 的参考信号瞬时值，f ：为载波峰值。 幽2 2 域极性止弦脉宽调制方法及逆变桥输出波形 图2 2 中参考正弦波为： 三角波的角频率为纹，对输出电压波形进行傅赢叶分解可得： ，f 肌巧庀1 2 i 呦卜卅警篇掣如c o s c 恻， ， pc 厅m = j j ， 优 、 一一 u o ， + 挚。曼，。急专o ( m 掣v , z 坠5 坐c o s 呱2 2 -2妒婶等， 从式( 2 3 ) 可以看出，逆变器的输出波形由基波、载波的基次营波以及咀 载波的班( 脚= l ，2 ，3 ) 次谐波为中心的边频谐波组成。 当逆变桥丌关频率远高于输出滤波器的截止频率时，滤波器的输出除瑟 波分量外的其它谐波被大大衰减。对丁基波衙言，逆变桥( 含s p w m 渊制耶一l 电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 k ：釜竺竺：! 堡 (2。1v 滤波器输入u 为逆变桥输出的基波分量，结合式( 2 1 ) ，有 u ：芷叶：善，v r ：( 2 d 一1 ) k b ( 2 5 ) 由此可见，逆变桥输出的基波分量瞬时值可用开关周期内输出平均值来 以电容电流i 。和输出电压为状态变量建立滤波器状态方程( 其中表示 圳掣赫- 。1 i j l v , ，c吲i 瑚+ 衙删 ， l4j ( 27 ) 幽23 逆变器碍效框图 从逆变器模型等效框图可以看出，逆变器是一个多输入单输出的系统。 而逆变器的根本任务就是实现输出圪( s ) 对输入交流给定巧( s ) 的准确跟踪，因 此输入矿。( s ) 和l o ( s ) 可以认为是对系统的扰动。欲实现系统输出量对输入量的 准确跟踪，必须要能够抑制扰动( s ) 和l ( s ) 对系统输出的影响。 系统的反馈控制方案采用电容电流瞬时值反馈内环和输出电压瞬时值反 馈外j ；小，般的模拟控制系统的框图如降| 2 4 所不。由于扰动，。( s ) 被包含在电 v 坠_ b 。 r；iiiiiiiiiijil 一 0一工0 0 一 古 标 一一k 所 1、j 王 暖 图如图候效等器变逆 南京航空航天大学硕十学位论文 容电流内环内，采用电容电流瞬时值控制可以抑制，( ，) 对输出的影响。但是 f “s ) 影响的是系统的升环增益由于瞬时值控制都是有静差凋节，系统的丌 环增益的变化! 必将导致系统的静差发生变化，导致系统稳态特性变羞。虽然 增大控制器开环增益可以减小静差，但将导致系统稳定性变差。因此线性系 统的补偿控制方法不是削弱( s ) 扰动的影响的最佳方法。 幽2 4 模拟控制万策框削 从模拟双环的控制方案框图可以看到，电压外环与电容电流内环是耦合 的，电压外环对电容电流内环有交叉干扰，从而使得内环不再是单输入单输 出系统。而且从数值上来看，l 值要比c 值火，内环的惯性比外环的眺要 大吲，因此在内环凋节时夕卜环的输出电压不能被认为是不变的，即输出i 队： 对内环的影响不可忽略。 因此，总结以上分析，在电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字双环控韦4 方案设计时，首先要解决以下两个问题： ( 1 )由于屹( s ) 影响系统的丌环增益，使系统的数学模型变得小确定， 从而使设训控制器变得困难，所以要实现系统对v a s ) 的解祸。 ( 2 )输出电压的交叉反馈使得逆变器控制对象变得复杂，且数字控制 器与模拟控制器相比实时性差、带宽窄，因此，为了简化控制刘 象、实现优良的控制效果，最好受实现输出电压外环与电容l 札流 内环的解耦控制。 2 2 逆变器的解耦控制 22 1 输入直流母线电压的解耦 fs p w m 的参考信号u 后加入输入直流电压反馈，如图25 所示。f ：y j 电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 默认的逆变桥输入直流电压，设计控制器时此值是一直不变的。 削25 输入直流电压解耦原理 引入解耦环节篆，使逆变桥等效为恒定的比例环节霞( 叠= 瓦v d cj ，消除了 输入直流电压的波动对逆变器的影响。 式( 2 7 ) 改为： 刚z c 逆变器引入输入直流电压解耦后等效框图如图2 6 所示 剀2 6 输入直流电压解耦后的逆变器等效框图 22 ，2 基于电容电流反馈的输出电压交叉反馈解耦 引入中问变量”，令： h ：v ? + ；i + 肇 丘。 ( 2 8 ) ( 2 9 ) 解耦控制框图如图2 7 所示。变量霞、i 为控制器中对参数k 、，的地垒 一一一一 当i = r 时，结合( 2 ，8 ) ，有： 沸一蹦钢 叶 叠圪。 riiiiijjiiil o二上o一0 ，l + 0 南京航空航天人学硕l 学位论文 图2 7 输出电压交叉反馈的解辎原理 从而，j 。与成为互相独立的状态变量。解耦后逆变器的等效框图如图2 8 所示。 幽28 解耦控制后逆变器的等效框剀 23 逆变桥的数字双闭环控制器设计 虹；。， l 里乏；i 率i 图29 系统双川环控制框幽 电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 231电容电流内环设计 电容电流内环设计手要分为内环补偿控制器的设计、采样时序的设计以及 电容电流观测方法三个部分。 2311 内环补偿控制器设计 负载的变化最先体现为电容电流的变化，要提高系统的动态响应速度，内 坏必须能迅速抑制负载的扰动。因此，设计时应考虑内环的快速性。 若吖i 考虑采样和计算延时，根据图2 8 ，内环的开环传递函数为： g i = 半ki 1 = 等 “ ss l j z l 利用z 变换刚口6 1 ： g 1 - z g i h h 川z 嵩】= 暑- 当 ( 2 1 2 ) 从而电容电流内环的特征方程为： 川+ 孥d ( z ) ：o( 2 1 3 ) 、与内环控制器d 仞等于l k t , 时，电容电流内环实现最小拍控制。内 环的闭j ；= 、脉冲传递函数为： g t ：，：了戮：_ = j k 底t d ( z ) ：一， c ：。， 为了有效利用三角载波上升沿和下降沿两个有效开关调节点，设计内环的 采样控制频二簪为三角载波频率的2 倍。 2312 采样时序设计 由于设训内环控制器时，p w m 逆变桥采用的是平均值模型，故设计时涉 及到的电流反馈信号为丌关周期平均值。但实际系统中，由于逆变器的丌关 动作会使f 巳流产生较大的脉动分量，而这部分脉动分量在绝大部分场合下是 从il i 窬 ：通过的，对内环是交变干扰。内环的闭环等效框图，如图2 1 0 所示。 t ，( ”) 为逆变桥引起的电流脉动。由于采样频率为丌关频率的2 倍，则 s g n i j ( n ) 】= 一s g n i d ( h 一1 ) 。这罩s g n x l j g l l y 符号函数，当x 0 时，s g n x = 1 ； 、1x 0 时，s g n x = 一l ；当x = o 时，s g n x = 0 。 南京航空航人人学硕| 学赢论文 h ( ，? ) l 十 坐圹了 _ 与蕾j 忉) 蚓2 【o电奔电流内环i d j s d c 等效框幽 丌关周期内电容电流的波形如图! 1 1 所示。由于载波的频率远大于酬制 波的频率，在个载波周期内调制波可以认为不变，则时刻n r 位于p w m 脉 冲的中心。当逆变桥输出+ 或一屹时，假设三角载波周期r q 逆变器输出i 【l 压v 、不变，则电感两端电压不变，电感电流的变化率不变。假设电感电流的 脉动分量全从电容流过，则电容电流变化率不变。当功率管t 1 的p w m 信曰 为上升沿跳变时，电容电流丌始以一定斜率上升，上升的i 峙值与时问成n j 比， f 是功率管t 1 的p w m 信号为高期i b j 有： i 。( n ) 一f 。( n ) = f 。( 1 1 + 1 ) 一t ( )( 2 1 5 ) 其中i 。( ”) ( n = o ，l ，2 ，3 ) 为开关周期内电容电流的峰值，t ( n ) 为电容电流在h r 时刻的值。同理，当功率管t l 的p w m 信号为低期t nj 有： t ( m 十1 ) 一f 。( “+ 1 ) = f 。( n + 2 ) 一t ( h + 1 )( ! 16 j 因此，l 乜容电流的丌关周期甲均值位于n i ( ”= 0 , 1 ，2 ，3 ，) 处。 在不考虑控制器的采样和计算延时的情况下，电容电流的采样啁刻位于 n t , ( n = o ，l ，2 ，3 ，) 处，可以大大削减干扰分量，反映电容电流的丌关周期、p 均 值( 即电容电流的基波分量) 。 l u 霁| u 流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 2313 基于逆变器分段线性化模型的电容电流观测方法 考虑到系统存在采样和计算延时，假设延迟时间为m r , ( m 1 1 ，即 厂( s ) = e “r 。如果采样点位于 f 处，那么计算出下半个载波周期内调制波的 值l 足h f + m t , 时刻，输出的p w m 占空比会比应得的要小或者大，于是实际 系统的控制效果很差。为了避免这种情况的发生，每半个载波周期内调制波 的值必须在n z 处得出。因此需要提前m r , 时间采样数据，即在月f m r , 时刻 进行采样，对应的电容电流用f ( ”) 表示。为了补偿采样和计算延时，可以采 口状态观测器的方法，根据系统的当前状态观测计算得到( ) 。 电容电流内环误差脉冲序列的z 变换用e ( z ) 表示，s p w m 载波的z 变换 川k ( ：) 表示。f 。( ) 序列的z 变换用，。( z ) 表示，( ) 序列的z 变换用t ( z ，1 一) 表示川。电容电流内环的丌环离散系统如图2 1 2 所示。图中 g l ，( z ) - z g i ( s ) ，( s ) 】。 幽2 1 2内环开环离散系统 系统状态方程： ，。( z ) = g ( z ) 巧( z ) ，。( z ，1 一m ) = g i f ( z ) 一( z )( 2 1 7 ) 根据系统状态方程列出状态观测器方程： ，。( z ) = g ( z ) 厂( z ) 一 ，。( z ，1 一m ) 一，。0 ，1 - m ) ，。0 ，l 一坍) = g i f ( z ) 砟( z ) ( 2 18 ) 祭殚得： ，。( z ) ：h ，。( z ，1 一m ) + g 】( ：) ( ：) 一h - g ，( z ) ( z ) ( 2 1 9 ) 0 ( ：) ，( j l i t ( z ) 是观测器算法中对实际系统g i ( z ) ，g 。f ( z ) 的描述。 文献1 3 2 1 采用逆变桥平均值模型分析，则 = 盎“亿m 眇m 一“半彘业竽( 2 ：o ， “f t = l 、 ，观测器实现无羞拍观测，有： 1 。( ：) = ，。( z ，1 一m ) + z i ”( z ) m x r , ( 22 1 ) 从劁21 1 叮以看出，。( ：，1 一m ) 中含有基波分量和高频脉动分量。用i j ，( z ) 表 小，。( 二、卜m ) 中的高频脉动分量，。( z ) 表示观测电流，。( z ) 中含有的高频脉动 南京航空航天火学碗十学何论文 分量。系统闭环后，矿( ：) 含有脉动一，。! ( = ) 。于是： ，“：( 二) 2 ，j i ( z ) 一：d ( z ) i j2 ( ：) 二型篁正堕 k ( 加鬲i 高- 历面( 加b ( 加川d ( 疹枷：l i a ，( 2 2 2 ) 坌拾s g n i d l ( 疗) 】_ - s g n i d l - 1 ) ，d ( z ) = 工日，有： 2 ( 月) = s g n i d l ( ) 】，( f 0 i ( 胛) f + f 拧z i d l ( 胛一1 ) ，f ) ( 2 2 3 ) 由式( 2 2 3 ) i j 以看出因提前采样而引入的电流脉动并没能得到消除，反而被h l 容电流闭环累积。 为了避免内环引入开关频率处的高频干扰，则逆变器的模型必须要考虑 高频分量。逆变桥的平均值模型不再适用，应考虑逆变桥的分段线性化模型， 在g i ( z ) 矿( ：) 一h g i p ( ：) k ( z ) 中产生脉动分量与l ( z ，1 一肌) 的脉动分量抵消。 在逆变桥输出+ 吃或一时，电容电流导数不变，从式f 26 ) 得到： 等2 圭i v , 以飞) 一警。 皿2 4 ) 出于负载产生的扰动一i 。一i , r l 相对较小，可以忽略。v 。和t 可取当前状念巾 的任一时刻的值。开关周期内逆变桥输出+ 屹的时问为dz ，电容电流从i 。( 一) 到f 。十1 ) 的波形，可分以下四种情况用方程描述： 载波的上升沿，如图2 13 ( a ) 、( b ) 所示 弱 ( a ) 门7 ： r 茎n t , + dr ( b ) h z + d 7 ： t ( h + t ) 7 i 剀213 载波上升泔逆变桥输出示意n 隅 一幔 电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 由图2 1 3 ( a ) ，当n t , ，胛z + d z ， f 。( f ) = i c ( n ) + ，k ( t - - r t r ) 一_ 1 ( r t + v 。) o 一月z ) ll 由图2l3 ( b ) ，当n t , + dz f ( ”+ 1 ) z ， 1 i 。( ，) = f 。( n ) 十- k n 一 ( 2 d + h ) z f 】一( ，f 。+ v 。) o 一月i ) ll 载波的下降沿，如图2 1 4 ( a ) 、( b ) 所示 月r( n + i d ) ( n + 1 ) r 豹 f ，2 5 孙 ( 2 2 5b ) n r ,( n 斗1 一d ) r ，( ”+ 1 ) r ”。，。励 物、一 ( a ) 甩互 t n t , + ( 1 一d ) f( b ) 舱f + d ，z t ( + 0 t , 幽2 1 4 载波f 降沿逆变桥输出示意图 吐 图21 4 ( a ) ，当n t , t n t , + ( 1 d ) - z ， i 。8 ) ：f 。( 群) 一了1 圹m ，( 一 z ) 一了1 ( r f 。+ y 。) 9 一n 互) ( 2 2 5c ) “图2 1 4 ( b ) ，当n t , + d f ，( 月+ 1 ) z ， t ( ，) = f 。( 月) 一了1 ， ( 2 2 d + n ) l f 卜( ，t 十v 。) - ( f h 正) ( 2 2 5d ) 根据式( 2 1 9 ) ，当h = l 时， ，。( z ) = 1 。( - 77 l m ) + g 。( z ) ( z ) 一g ，f ( z ) 乜) ( 2 2 6 ) 状态脱测器方程为： i 。( h + 1 ) = i 。( n 十1 ) + a i 。( h + 1 )( 2 2 7 ) 填r i 补偿鼙i ( 一+ 1 ) 用分段函数表示： 载波的匕升沿，如图2 1 5 ( a ) 、( b ) 所示。 当0 m 玉l d 时，如图2 i5 ( a ) ， 南京航- e 航天人字硕十1 浮修沦文 + 1 ) = 一p t 一一| _ 1 ( 心+ v j 州z ( 2 2 8 a ) 当1 一d m 1 时，如图旦1 5 ( b ) ， 11 7 。( 川) 一主( - g d - m ) t 一主( t ，) 埘z ( 2 2 8 “) n r ,伽+ d ) 5 + i 矿 【一p ) r 凰+ 州一 励一 f a l0 州1 一d( b ) 1 一d m 1 图2 15 绒波上升沿补偿的逆变桥输出 载波的下降沿，如图2 1 6 ( a ) 、( b ) 所示。 月rt ，z + ld ) r【 7 ： 励”帆 即+ 1 一d ) f1 矿 一 r a 、0 m dr b 、d 1 幽2 1 6 载波r 降沿补偿的逆变桥输出 当0 m d 时，如图2 1 6 ( a ) ， ( 一十1 ) = + k 。埘正一z 1 p t + v 。) - m l ( 2 2 8 c ) 屯窬电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 肖d 1 时，如图2 1 6 ( b 1 ， i t ( n + 1 ) = + z 1 矿。( 2 。一m ) i z 1 - ( r c + v 。) ， i ( 2 2 8d ) 从状态观测器的方程( 2 2 7 ) 、( 2 2 8 ) 可以看出，基于逆变器分段线性化模型 的补偿方法，既可以补偿延时引入的基波分量也可以抑制脉动分量。 232 输出电压瞬时值反馈外环设计 由于内环采用电容电流瞬时值反馈，负载的扰动作用在内环内部，从而内 环对负载的扰动有较强的抑制作用。设计外环时只要考虑电流指令的产生， 保证系统的稳定，而不要考虑负载扰动的影响。故外环采用比例环节即可， e ( z ) = k 。 忽略采样和计算延迟后，外环的控制框图如图2 1 7 所示，其中( ) 是脉 动r t ! 流在电容上的积分引起的输出电压脉动。如图2 1 1 所示，对应t ( n ) 的输 出电压v ，( n ) 引入的脉动最大，且 d d ( ”) = 0 1 ) 。虽然内环截止频率比外环截 【l 频率高，外环采样频率取内环采样频率的1 2 ，但由于v 。，( h ) 的引入，这样采 样得到的值相比丌关周期平均值有偏差。根据香农采样定理【3 5 1 1 3 6 】，设计外环 的采样频率和内环相同，为丌关频率的2 倍，以提高输出电压的稳态精度。 输出波形的采样值不但含有基波分量，还有开关频率处的高频脉动分量， 影响输出电压的波形质量。由于外环的输出只要考虑电容电流指令的产生， 对外坏的延迟没有苛刻要求。因此，可在比例补偿器中加入滤波环节“+ 川) 2 滤除v ，。 2 4 本章小结 亟压i 坐_ 图2 1 7 外环等效框图 本章首先洋细分析了双闭环瞬时值控制逆变器的数学模型，从系统结构上 看，电压外环与电容内环是互相耦合的。为了得到较好的控制效果，1 1 入了 输入瓯流电压反馈解耦和基于电容电流反馈的输出电压交叉反馈解耦控制。 南京肮空航天人学碗十学位论文 在解耦控制的基础上，给出了双闭坏控制数字控制框图。本章详细沦述了电 容电流内环和输出电压外环的设计过程：设计了电容电流采样时序，抑制电 容电流高频脉动的干扰：提出了采样和计算延时的补偿策略，同时补偿了冈 延时引入的基波分量和脓动分量；内环采用无差拍控制器，实现电容电流的 快速跟踪；外环采用比例环节进行补偿，并采用滤波手段滤除输出电压脉动 的干扰。 l u 容ib 流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 第三章电容电流反馈瞬时值控制逆变器 数字双闭环控制仿真研究 水章在m a t l a b 的s i m u l i n k 环境下对前一章设计的逆变器电容电流 反馈数字双闭环控制方案进行了仿真研究。 3 1 仿真模型 目自h ，m a t l a b 已经成为国际e 最流行的软件之一，它除了传统的矩阵 运算、交互式编程之外，还提供了图形绘制、数据处理、方便的w i n d o w s 编 程等以m a t l a b 为基础的实用工具箱( t o o l b o x e s ) ，广泛地应用于制动控制、 i 到像处理、生物医学工程、语音处理、雷达工程、信号分析、振动理论、时 序分析和建模、经济管理学、统计学、优化设计等许多领域。为了方便复杂 的控制系统的分析和仿真，1 9 9 0 年m a t l a b 增加了控制系统模型图形输入和 仿真】具s i m u l i n k ，使得负载控制系统的输入相当容易。p o w e rs y s t e m b l o c k s e t 是，。个专门针对电力系统的工具箱。它内部包括著称电力系统所需 的组件，用户i _ 以根据需要拖出相应的模块，在s i m u l i n k 中很方便的建立 仿真模型。 在m a t l a b 的s i m u l i n k 环境下建立如图3 1 所示的逆变器控制系统仿 真模型i ”】【3 8 1 。该模型分为控制模快、逆变桥模块和低通滤波电路模块( 含负 载1 。图32 、图3 3 和图3 4 分别是上述三个模块的内部模型。 控制梗块逆麦矫梗块f 遵罅艘电路桓块 幽3 1 系统仿真模璀 南京航空航大人学( = i ! 十学何论文 图3 ，中模块，( s ) 包含电压电流反馈量的采样保持以及等效的采样和汁 算延时。f i l t e r 模块为外环的滤波环节。e ( 二) 为外环的补偿控制器。d e l t ai c 环节为i j , j 环电容电流的a i 计算，用丁补偿电容电流的采样和汁算延时。g a i e 1 和g a i n l 构成输出电压列电容电流内环交叉反馈的解耦，解耦采 的反馈 t 忽略j 采样和汁算延时。f c n 5 和v d cd e c o u p l e 构成直流母线电压的解耦。 罔32 数字控制器仿真模型 图3 3 逆变桥仿真模型 逆变器仿真参数为：输入为4 0 0 v 直流电压，输出为2 2 0 v 5 0 h z 交流电压 额定容量为l k v a ，c = 3 0 u f ，l = h n i t ，= 0 0 1 q ，f = 2 0 k h z ，丘= 4 0 k l l z k = 5 0 ，e ( z ) = 1 ( 1 + ：一j ) 2 ， 7 = 0 2 ，d ( ! ) = 12 。 电容 乜流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 j 0 幽3 4 低通滤波网络仿真模型 图3 5 给出了电容电流波形与观测波形，可以看出采用的补偿方法得到的观 测值准确，而且采用的采样时序，基本反映电容电流开关周期平均值。图3 6 、 刚： 7 分别给出了空载和满载l k w 时的输出电压波形。图3 8 、图3 9 分别给 i 了1k v a