（电力电子与电力传动专业论文）高速动车组牵引工况变流器控制算法研究与实现.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t t h i sp a p e ri sb a s e do nt h es u b j e c t “h i g h - p o w e r e da s y n c h r o n i s mm o r t o r d r i v ec o n t r o lo fc r h 2 ”，w h i c hi sas u b s i d i a r yp r o j e c to ft h er a i l w a ym i n i s t r y i m p o r t a n ti t e m “t r a i nt r a c t i o na n dn e t w o r kc o n t r o l ”t h i sp a p e rm a i n l ya i m st o r e s e a r c ho nt h es t r u c t u r e ，t h eb a s i ct h e o r ya n dt h ec o n t r o la r i t h m e t i co ft h e t r a c t i o nc o n v e r t o r ，a n dt h ec o n t r o la r i t h m e t i ci sv a l i d a t e db ys i m u l a t i o n t h es i m u l a t i o nm o d e li sb a s e do nt r a c t i o nd r i v es y s t e mo fh i g h - s p e e d e m u t h em a i nc i r c u i ti n c l u d e st r a c t i o nt r a n s f o r m e r , s i n g l e - p h a s et h r e e l e v e l r e c t i f i e r , m i d d l ed cl i n k ，t h r e e - l e v e li n v e r t e ra n dt h r e e - p h a s ea s y n c h r o n i s m m o r t o r t r a n s i e n td i r e c tc u r r e n tc o n t r o la n ds p w mm o d u l a t es t r a t e g yi sa d o p t e di n s i n g l e - p h a s et h r e e - l e v e lr e c t i f i e r s v p w mm o d u l a t ea n di n d i r e c tr o t o rm a g n e t i c f i e l d - o r i e n t a t i o ni sa d o p t e di nt h r e e - l e v e li n v e r t e r t h et r a c t i o nt r a i tc u r v ei s d e s i g n e da c c o r d i n gt o t h em o d u l a t i o nt r a i to ft h em o t o r t h ec o n s t a n ts p e e d c o n t r o la n da u t o p a s s i o np h a s es e p a r a t i o n ss t r a t e g yi sr e s e a r c h e dd e t a i l e d l y t h e c o n t r o la r i t h m e t i cp u tf o r w a r d e di nt h i sp a p e ri sv a l i d a t e db ys i m u l i n ko fm a t l a b a n dt h es i m u l a t i o nr e s u l t sa r ea n a l y z e d t h er e s u l t si n d i c a t et h a tt h ed cv o l t a g ei s s t e a d y , p o w e rf a c t o ro fa cs i d ei sh i g h ，t h es y s t e mh a sb e t t e rd y n a m i ca n ds t a t i c p e r f o r m a n c ew h e ne m u w o r k sa tt r a c t i o n ，c o n s t a n ta n dd o r m a n c ys t a t e t h e m o t o rt o r q u ew o r k sf u l l yi nt h ec o m m a n do fi n t r o d u c t i o n t h em o t o r sw o r ki nt h e a p p r o x i m a t e l yc o n s t a n tt o r q u ec o n t r o l s t a t ea tl o ws p e e dd i s t r i c ta n dc o n s t a n t p o w e rc o n t r o la tm i d d l ea n dh i g hs p e e dz o n e e m ur u n sa tt h ei n s t r u c t i o ns p e e d s t e a d i l y w h e ne m uw o r k sa tc o n s t a n t s p e e d c o n t r 0 1 t h e l a r g e rt o r q u e f l u c t u a t i o n si sa v o i d e d b ys m o o t hc o n t r o l w h e nw o r ks t a t ec h a n g e s t h e s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h ec o n t r o ls t r a t e g i e sp u tf o r w a r d e di nt h i sp a p e ra r e f e a s i b l e t h eh a r d w a r e p l a t f o r m o ft h r e e - l e v e l i n v e r t e rb a s e do nd o u b l e d s p ( t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7a n dt m s 3 2 0 v c 3 3 ) i sd e s i g n e d ，a n dt h ee x p e r i m e n tr e s u l t s s h o wt h a tt h et h r e e 1 e v e ls v p w m p u tf o r w a r d e di nt h i sp a p e ra r ef e a s i b l e k e yw o r d s ：s i n g l e p h a s et h r e e - l e v e lr e c t i f i e r , t r a n s i e n td i r e c tc u r r e n tc o n t r o l ， t h r e e - l e v e l i n v e r t e r , i n d i r e c t r o t o r m a g n e t i cf i e l d o r i e n t a t i o n ，c o n s t a n ts p e e d c o n t r o l ，a u t o p a s s i o np h a s es e p a r a t i o n s 西南交通大学 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规 定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和 电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将 本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影 印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密瓯使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“”) 学位论文作者签名：秀( 留峰 日期：砷5 s 指导老师签名：坦哇乏 日期：z 娟r 舌 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进 行研究工作所得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容 外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究 成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均己在文中作了明 确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 本学位论文的主要创新点如下： ( 1 ) 搭建了牵引变压器一牵引变流器一牵引电机位主电路的系统 仿真模型，按照动车组牵引特性发出转矩和磁通指令，实现了准 恒转矩、恒功率控制；且能够实现脉冲整流器接近单位功率因数 运行，验证了仿真系统的有效性和可行性； ( 2 ) 设计自动过电分相的控制策略：在过分相时，平滑过渡 至惰行状态，依次关断逆变器、整流器、牵引变压器；过完电分 相时，依次开通牵引变压器、整流器、逆变器，由惰行平滑过渡 到其他控制模式，仿真验证该方案具有可行性。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 第1 章绪论 1 1 电力牵引传动系统发展概况 电力电子器件和微电子控制技术为电力牵引传动系统提供了必不可少的 物质基础；新的系统控制理论不断提出并得到运用，极大地推动电力牵引传 动系统发展。 1 1 1 牵引领域电力电子器件的发展 自1 9 5 7 年晶闸管问世，标志着电力电子技术的诞生，从此电子技术向两 个分支发展。一支是以晶体管集成电路为核心形成对信息处理的微电子技术， 其发展特点是集成度愈来愈高，集成规模越来越大，功能越来越全。另一支 是以晶闸管为核心形成对电力处理的电力电子技术，其发展特点是晶闸管的 派生器件越来越多，功率越来越大，性能越来越好t q l z j 。 传统的电力电子器件已发展到相当成熟的阶段，但在实际中却存在两个 制约其继续发展的致命因素。一是控制功能上的欠缺，因为通过门极只能控 制其开通而不能控制其关断，属于半控型器件。二是此类器件立足于分立元 件结构，开通损耗大，工作频率难以提高，一般情况下难以高于4 0 0 h z ，因 而大大地限制了其应用范围。因此，半控型器件的发展已处于停滞状态m j 。 2 0 世纪7 0 - 8 0 年代，可功率晶体管( g t r ) 和关断晶闸管( g t o ) 器件日 趋成熟，能够胜任大功率场合应用，标志着电力电子器件已经从半控型器件 发展到全控制型器件。 进入8 0 年代以后，伴随着g t o 器件的发展及成熟，m o s 器件的开发繁 花似锦。绝缘栅双极晶体管( i g b t ) 独占鳌头。至此电力电子器件又从电流控 制型器件发展到电压控制型器件。 9 0 年代，电力电子器件又在向智能化、模块化方向发展，力求将电力器 件与驱动电路、保护电路、检测电路等集成在一个芯片或模块内，使装置更 趋小型化、智能化，其典型器件是i p m 。而i g c t 器件既具有i g b t 器件的 开关特性，同时又具有g t o 器件的导通特性，且制造成本较低( 与g t o 和 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 i g b t 相比) ，可以获得和g t o 晶闸管一样的产量，即其集i g b t 与g t o 二 者优势于一身，预计今后会在更多的工业和牵引领域中发挥作用【3 1 。 总之，牵引领域电力电子器件的发展经历了从半控到全控、从电流控制 型到电压控制、从单个元件到模块化再到智能化的发展过程。 1 1 2 电力牵引传动控制策略的发展 目前，在交流传动电力机车和电动车组上，比较普遍采用的电动机控制 策略有三种：转差频率控制、磁场定向控制和直接转矩控制【4 1 早期的转差频 率一电流控制方法基于异步电动机的稳态数学模型，其动态性能远不能与直 流调速系统相媲美。2 0 世纪7 0 年代提出了两项突破性的研究成果：德国西 门子公司的e b l a s c h e 等提出的“感应电机磁场定向的控制原理”和美国 p c c u s t m a n 与a a c l a r k 申请的专利“感应电机定子电压的坐标变换控制”， 奠定了矢量控制的基础【5 1 。磁场定向控制理论基于直流调速系统的控制思想 对异步电动机进行矢量解耦，实现磁链、转矩独立调节，达到了与直流调速系统 同样的动态响应性能；1 9 8 5 年，德国学者m d e p e n b r o c k 首次提出了六边形 直接转矩控制理论【6 】，随后日本学者i t a k a s h i 也提出了近似圆形直接转矩控 制方案1 7 l 。直接转矩控制基于定子磁场定向，数学模型简单，有更优良的动、静 态性能，其优势越来越明显i8 1 。 1 转差频率一电流控制 转差频率一电流控制思想是在稳态条件下，建立定子电流幅值、转差频率 与电动机转速、转矩的控制函数，由此推算各种运行条件下的转差频率，并与 电动机转速相加，可得到定子频率。根据电压与频率的线性关系得到电动机端 电压即逆变器输出电压的基波幅值，同时由转速、转矩计算出的定子电流给 定值与实际反馈值形成闭环控制，补偿电动机端电压基波幅值。 转差频率一电流控制实现了电动机调速控制过程中对电压、频率的平稳 调节。控制原理简单，易于实现。但该方法不能对动态过程解耦，动态响应不理 想。这种控制方法只在早期的交流传动机车上得到应用，我国第1 台交流传动 电力机车a c 4 0 0 0 原型车也采用了这种控制方法i 引。 2 磁场定向控制 磁场定向控制是模拟直流电动机的控制原理，通过磁场定向方式，借助矢 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 量变换，将交流电动机三相动态方程变换为旋转坐标系下的两相正交模型，从 而控制变量分解成磁链分量和转矩分量。在控制系统中，通过前馈解耦，实现磁 链、转矩分量的独立控制。从这一基本思想出发，可以推导出各种旋转坐标系 下磁场定向控制方式。其中以转子磁场定向方式最为简便，易于实现。在转子 磁场定向控制技术中，首先应解决的问题是转子磁场的检测。由此先后提出了 磁场直接控制和磁场间接控制。前者采用直接测量方法或磁链模型计算转子 磁链，其中磁链模型的计算方法有u i 、i - n 以及混合模型；后者是用测得的电 流、转速及求得的转差来计算转子磁链的幅值和相位。这两种方法在特性上 互补，因而在许多系统中构成混合方式。 转子磁场定向控制具有以下特点【l o 】： 1 ) 基于转子旋转坐标系，通过坐标变换，得到线性化异步电动机数学关系， 对励磁电流和转矩电流分量实现解耦控制，具有较理想的动静态性能。 2 ) 为提高转子磁链的计算精度，避免系统特性受到电动机参数，尤其是 电动机转子参数的影响，因此控制装置须增加必要的参数辨识功能。 3 ) 在恒功弱磁工况，磁场定向控制时电流设置值的计算比较复杂、费时， 并且转子时间常数相当大，因而对转子磁链进行弱磁控制，达到的转矩响应相 对较慢，转矩阶跃响应时间数十毫秒。 4 ) 在开关器件的工作频率较低，随着逆变器输出频率的提高，磁场定向控 制的环节必须采用同步方式，这样就降低了开关频率的利用率。只有优化输出， 才能消除或减少电机电压、电流中的低次谐波，减小转矩脉动量和直流环节谐 波。 3 直接转矩控制 直接转矩控制选择固定于定子绕组的坐标系，并以空间矢量的概念来确 定逆变器输出的电压与定子磁链定向控制、电磁转矩控制的策略。逆变器输 出的电压空间矢量对定子磁链、电磁转矩的作用结果与电动机的状态有关。 反之，在已知电动机某时刻状态的条件下，根据电动机定子磁链定向的基本要 求，总能选择合适的电压空间矢量去控制定子磁链的幅值、相位和电磁转矩的 大小。基于这种简单的物理概念，针对高电压、大功率器件开关频率有限等因 素，选择定子磁链以六边形轨迹运动，实现b a n g b a n g 控制的转矩自控制和磁 链自控制。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 直接转矩控制具有以下特点1 1 1 】： 1 ) 无需坐标变换、控制结构简单、易于实现。完全的瞬态控制，反馈信 号处理相当简便，无须特殊处理，可直接用于控制系统的各环节的计算。 2 ) 定子磁链的计算受到电动机定子电阻的影响，但在实际控制系统中，定 子参数相对易于测量、修正、补偿。 3 ) 在恒功弱磁工况，采取所谓“动态弱磁控制”简单易行且动态响应与恒 磁通工况结果一样快速。 4 ) 在采用b a n g b a n g 控制转矩的同时，系统动态性能好，但开关频率不 固定，不利于充分利用开关频率。 1 1 3 我国引进动车组介绍 铁道部组织有关铁路局通过招标采购，2 0 0 4 年1 0 月1 0 日、1 2 日、2 0 日先后与长春轨道客车股份有限公司、四方庞巴迪鲍尔铁路运输设备有限公 司( b s p ) 和南车四方机车车辆股份有限公司签订了6 0 列、2 0 列和6 0 列， 共计1 4 0 列动车组的采购合同。引进三种国外时速2 0 0 k m h 高速动车组主要 技术参数见表1 - 1 。 表1 - 1引进高速动车组主要技术参数 型 长客邝可尔斯通动四方) 1 1 崎动车组b s p 动车组 项目 车组c r h 5c r h 2c r h l 牵引动力形式动力分散动力分散动力分散 传动方式交直交交直交交直交 动力配置 ( 3 m + 1 t ) + 4 m + 4 t 2 ( 2 m + l a 3 + ( 1 m + i d ( 2 m + 2 t ) 最高运营速度 2 0 0k m h2 0 0k m h 2 0 0k m h 牵引功率k w5 5 0 04 8 0 05 5 0 0 编组重量及长 2 1 1 5 m ，4 5 1 t2 0 4 9 m ，3 4 5 t 2 1 3 5 m ，4 2 0 4 t 度 受流电压制式 a c 2 5 k v 二5 0 h za c 2 5 k v - 5 0 h za c 2 5 k v 二5 0 h z 牵引变流器i g b t 水冷v v v fi g b t 水冷v v v fl g b t 水冷v v v f 牵引电机l ( w5 5 03 0 02 6 5 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 启动加速度0 5 m s 20 4 0 6 m s 20 6 m s 2 主电路结构电压型2 电平式电压型3 电平式电压型2 电平式 中间直流环节有2 次滤波装置无2 次滤波装置有2 次滤波装置 i g b t 的等级 6 5 0 0 v 6 0 0 a3 3 0 0 w 12 0 0 a3 3 0 0 v 1 2 0 0 a 中间直流电压3 6 0 0 v2 6 0 0 v 3 0 0 0 v1 6 5 0 v 1 8 0 0 v 控制方法矢量控制矢量控制矢量控制 传动方式组合传动个别传动个别传动 动车控制方式车控方式车控方式架控方式 制动方式直通式电空制直通式电空制动直通式电空制动 动，备用自动式 空气制动 1 2 高速动车牵引传动系统介绍 1 2 1 牵引传动系统的组成 动车组牵引传动系统主要由受电弓( 包括高压电器设备) 、牵引变压器、 脉冲整流器、牵引逆变器和牵引电机组成。 1 高压电器设备 高压电器主要作用是完成从接触网到牵引变压器的供电。主要包括：受 电弓、主断路器、避雷器、电流互感器、接地保护开关等。 动车组采用d s a 2 5 0 型受电弓。该受电弓为单臂型结构，额定电压电流 为2 5 k w l 0 0 0 a ，接触压力7 0 5 n ，弓头宽度约1 9 5 0 m m ，具有自动降弓功能， 适应接触网高度为5 3 0 0 - - 6 5 0 0 m m ，列车运行速度2 5 0 k m h 。 动车组采用c b 2 0 1 c g 3 型主断路器。主断路器为真空型，额定开断容量 为1 0 0 m v a ，额定电流a c 2 0 0 a ，额定断路电流3 4 0 0 a ，额定开断时间小于 0 0 6 s ，采用电磁控制空气操作。 动车组采用l a 2 0 4 或l a 2 0 5 型避雷器。额定电压为a c 4 2 k v ( r m s ) ， 动作电压为a c 5 7 k v 以下( v l m a ，d c ) ，限制电压为1 0 7 k v 。由氧化锌( z n o ) 为主的金属氧化物组成，是非线性高电阻体的无间隙避雷器。 动车组采用t h 2 型高压电流互感器。变流比为2 0 0 5 a ，用于检测牵引 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 变压器原边电流值。 7 动车组采用s h 2 0 5 2 c 型接地保护开关。额定瞬时电流为6 0 0 0 a ( 1 5 周) ， 电磁控制空气操作，具有安全连锁。 2 牵引变压器 动车组采用a t m 9 型牵引变压器，一个基本动力单元1 个，全列共计2 个。采用壳式结构、车体下吊挂、油循环强迫风冷方式。具有1 个原边绕组 ( 2 5 k v , 3 0 6 0 k v a ) 、2 个牵引绕组( 1 5 0 0 v ，2 x 1 2 8 5 k v a ) ，一个辅助绕组( 4 0 0 v ， 5 0 0 k v a ) 。 3 牵引变流器 动车组采用c l l l 型牵引变流器，一个基本动力单元2 个，全列共计4 个。 采用车下吊挂、液体沸腾冷却方式。主电路结构为电压型3 电平式，由脉冲 整流器、中间直流电路、逆变器构成，不设2 次谐振滤波装置和网侧谐波滤 波器，采用p w m 方式控制。中间直流电压为2 6 0 0 v - - 3 0 0 0 v 。1 个牵引变 流器采用矢量控制原理控制4 台并联的牵引电机。 4 牵引电机 动车组采用m t 2 0 5 型牵引电机，每节动力车4 个( 并联) ，一个基本动 力单元8 个，全列共计1 6 个。牵引电机为4 极三相鼠笼式异步电机，采用架 悬、强迫风冷方式，通过弹性齿型联轴节连接传动齿轮。 1 2 2 牵引传动系统工作原理 动车组采用交流传动系统，主要由受电弓( 包括高压电器设备) 、牵引变 压器、四象限变流器、中间环节、牵引逆变器、牵引电机、齿轮传动系统等 组成。动车组受电弓从接触网获得a c 2 5 0 0 0 v 5 0 h z 电源，为了满足动车组牵 引特性的要求，牵引电机需要电压频率均可调节的三相交流电源。 受电弓将接触网的a c 2 5 k v 单相工频交流电输送给牵引变压器，经变压 器降压输出1 5 0 0 v 单相交流电供给脉冲整流器，脉冲整流器将单相交流变换 成直流电经中间直流电路将d c 2 6 0 0 - - - 3 0 0 0 v 的直流电输出给牵引逆变器， 牵引逆变器输出电压0 - - 2 3 0 0 v ，频率0 , - 2 2 0 h z 可控的三相交流电供给异步 牵引电动机。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 1 3 论文选题的意义及主要工作 为了我国高速铁路事业实现跨越式发展，按照“全面引进技术，联合设计 生产，打造中国品牌”的原则引进国外先进、成熟、经济、适用、可靠的时速 2 0 0 公里的设计、制造技术，满足我国铁路客运专线和既有线提速旅客运输要 求，实现我国铁路动车组制造业的现代化。铁道部组织有关铁路局通过招标 采购，2 0 0 4 年1 0 月1 0 日、1 2 日、2 0 日先后与长春轨道客车股份有限公司、四 方庞巴迪鲍尔铁路运输设备有限公司( b s p ) 和南车四方机车车辆股份有限 公司签订了6 0 列、2 0 y u 和6 0 y i j ，共计1 4 0 y u 动车组的采购合同。主要由四方 川崎、常客邝可尔斯通和b s p 负责技术引进和生产。因此，消化吸收动车组电 气传动系统的关键技术，对于加速高速动车组国产化进程十分重要。 c r h 2 是以日本新干线的e 2 1 0 0 0 型电动车组为基础，是继台湾高铁的 7 0 0 t 型电联车后，第二款出口国外的新干线列车。c r h 2 型异步电机与 e 2 1 0 0 0 异步电机相同，但其编组方式是4 节动车配4 节拖车，动力比日本 的6 m 2 t 编组e 2 系小，因此在营运速度方面比日本本土的e 2 系有所下调， 最高营运时速为2 0 0 公里。本论文拟对c r h 2 的交流传动牵引控制系统进行 深入分析，在消化吸收其牵引控制系统关键技术，为技术创新做准备。 本文主要工作： c r h 2 采用交一直一交传动方式。因此，可以将主电路分为三个环节， 即牵引变压与三电平整流为第一个环节，中间直流环节为第二个环节，三电 平逆变器与牵引电机构成第三个环节。第二环节为中间直流环节，包括储能、 过电压保护，不涉及控制策略问题。本文首先对第一、三环节的控制策略、 调制策略进行单独研究。按照动车组要求的牵引特性对恒速控制、自动电分 相控制以及平滑控制等问题进行深入研究。然后，模拟动车组实际运行工况， 将3 个环节联合进行仿真，验证系统能否实现动车组的牵引特性、恒速控制、 自动过电分相以及各种工况平滑转换。最后，自主设计基于双d s p ( t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 和t m s 3 2 0 v c 3 3 ) 的三电平硬件实验平台，并对系统控制 策略进行可行性验证。 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 第2 章单相三电平脉冲整流器控制 2 1 单相三电平脉冲整流器工作原理 单相三电平脉冲整流器的主电路如图2 - 1 所示。 蹙漉1 5 ( x i v 锄二毒；5 0 h z 输入l 图2 1 脉冲整流器的主电路图 图2 - 1 中，l 和r 分别为二次侧牵引绕组的等效漏感和漏电阻， t a l l ，t b 。k 为额定值为3 3 0 0 v 、1 2 0 0 a 的i g b t 或i p m ，d 。，d 。， d 。，d 一为钳位二极管。c ，和c ：为直流侧两个支撑电容。该电路的控制部分 采用p w m 调制方式，交流输入端的电压“。是用5 电平的脉冲来等效的j 下弦 波，这5 个电平分别为，2 ，0 ，一玑2 ，一u d ，u 。中含有和正弦 信号同频率且幅值成比例的基波分量，以及和载波频率有关的高次谐波，而 不含有低次谐波。由于二次侧牵引绕组的漏感的滤波作用，高次谐波电压 只会在交流侧电流f 产生很小的脉动，可以忽略【1 2 】【1 3 】。则脉冲整流器主电路 可以等效为如图2 2 所示。 由图2 2 可知，该脉冲整流器的电压矢量平衡方程为： u = - l , v l + 尺，+ 【，曲( 2 - 1 ) d 二次侧牵引绕组电压相量； j 二次侧牵引绕组电流的基波相量； d 。调制电压的基波相量。 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 当二次侧牵引绕组电压d 一定的情况下，的幅值和相位仅由d 。f 的幅 值及其与d 的相位差来决定。改变基波的幅值和相位，就可以使，与d 同 相位或反相位。在牵引工况下，j 与d 的相位差为0 0 ，该工况下的矢量图 如图2 3 ( a ) 所示，此时d 。滞后口；而对于再生制动工况，j 与z j r 的相 位差为1 8 0 0 ，该工况下的矢量图如图2 3 ( b ) 所示，此时d 。超前d ，电机 通过脉冲整流器向接触网反馈能量。这也就说明脉冲整流器可以实现能量的 正反两个方向的流动，即既可运行在牵引状态，从二次侧牵引绕组向直流侧 输送能量，也可以运行在再生制动状态，从直流侧向牵引变压器输送能量。 助孓 ( a ) 牵引工况( b ) 再生工况 图2 2 脉冲整流器等效电路图2 3 脉冲聚流器的基、彼相量图 对于单相三电平脉冲整流器的工作原理再作如下说明。为了便于分析， 定义理想开关函数配和& 如下： f 1艺。和艺2 导通 s a ； 0 l 2 和瓦3 导通 i 一1 瓦3 和瓦4 导通 q 。2 ) 1 乙。和瓦2 导通 & = 0 乙2 和乙。导通 l 一1 乙3 和乙4 导通 q 。3 由式( 2 2 ) 和( 2 3 ) 可将主电路等效如图2 4 所示，每组桥臂可以等效 为一个开关，该丌关具有1 、0 、1 三种等效状态，则两组桥臂有3 2 = 9 种开 关组合，则主电路有9 种工作模式。开关状态及相应的电压值如表2 - 1 所示。 其中。为直流侧支撑电容c 。上的电压，u c ：为直流侧支撑电容c ：上的电压。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 图2 - 4 脉冲整流器的开关函数等效电路图 表2 - 1 工作状态及相应的电压 乃。乃2乏：乃4瓦l乃：巧!乃。 蜀s r u a ou b o m o d e llo0ll 0 0l1 u 。1 u c l o 1l0 0ollol0 u c l o u c l v i lio 0o0l111 u c i- u c 2 u l + u c 2杉 ollollo 0o10 u c l 一u c i 蟛 0l1o0l1o0o0 00 圯 0ll0ooll010 - u c 2u c 2 吩 o 0l1ll0 01l - u c 2 u c iu c i - u c 2 v 6 0o1l ollo10 - u c 2 0 - u c 2 够 0 0 ll 00 l11 1 - u c 2一u c 2 0 蛞 工作状态( 已= 1 ，s 口= 1 ) ：开关管艺。，：，瓦。和瓦：导通，l ，l 。，瓦，和 瓦。关断，网侧端电压u 。= u c 。，u 幻= u c 。和h 曲= 0 。如果网侧电源电压 u 0 ，则网侧电流f 增大，电容c ，和c ：通过负载电流放电。 工作状态k ( 邑= 1 ，s 口= o ) ：开关管瓦。，瓦：，瓦：和瓦，导通，瓦，l 。，瓦。和 瓦。关断，网侧端u 。= u c 。，u 6 d o 和u 。= u c 。如果正向电源电压“大于 ( 或小于) 直流侧电压玑的一半，则网侧电流k 增大( 或减小) ；网侧电流 对电容c 。进行充电，而电容c ：通过负载电流放电。 工作状态( 已= 1 ，s 曰= - 1 ) ：开关管疋，瓦：，瓦，和瓦。导通，l ，疋。，瓦，和 瓦2 关断，网侧端电压“。一u c l ，“6 口；一u c 2 和u 口6 = u c l + 【厂c 2 。正向网侧电 流f 减小，j 下向网侧电流对电容c ，和c ，进行充电。 工作状态匕( e = o ，s 口= 1 ) ：开关管l ：，疋，瓦。和乙：导通，疋。，l 。，瓦，和 瓦。关断，网侧端电压“。= 0 ，“幻= u c ，和“曲一一u c ，。如果反向的电源电压 “大于( 或小于) 直流侧电压u 。的一半，则网侧电流i 减小( 或增大) ；反 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 1 页 向网侧电流对电容c ，进行充电，而电容c ：通过负载电流放电。 工作状态k ( l = o ，s 丑- - 0 ) ：开关管瓦：，l ，瓦：和瓦，导通，瓦。，l 。，瓦。和 瓦。关断，网侧端电压u 。；0 ，u 6 d = o 和u 曲= 0 。如果网侧电源电压“ 0 ， 则正向网侧电流f 增大，电容c ，和c ：通过负载电流放电； 工作状态k ( 配= o ，s 口= - 1 ) ：开关管l ：，疋，瓦，和瓦。导通，瓦。，l 。，瓦。和 瓦2 关断，网侧端电压u 。一0 ，u 6 0 一一u c 2 和u 口6 = u c 2 。如果正向电源电压z l 大于( 或小于) 直流侧电压u 。的一半，则网侧电流f 增大( 或减小) ；网侧 电流对电容c ：进行充电，而电容c 。通过负载电流放电。 工作状态圪( 以= 一1 ，s 占= 1 ) ：开关管l ，l 。，瓦，和瓦：导通，l 。，瓦：，瓦，和 瓦4 关断，网侧端电压u 。；- u c 2 ，u 幻一u c l 和“。6 = 彤c l u c 2 。反向网侧电 流f v 减小，反向网侧电流对电容c ，和c ，进行充电。 工作状态( 邑= 一1 ，s 口= o ) ：开关管l ，疋。，瓦：和瓦，导通，l ，瓦：，瓦， 和瓦。关断，网侧端电压“；一u c ：，u 6 口一o 和u 曲= - u c 2 。如果反向的电源 电压“v 大于( 或小于) 直流侧电压u d 的一半，则网侧电流f 减小( 或增大) ； 反向网侧电流对电容c ，进行充电，而电容c ，通过负载电流放电。 工作状态圪( s a = - 1 ，s 口= - 1 ) ：开关管l ，l 。，瓦，和瓦。导通，l ，l ：，瓦。 和瓦：关断，网侧端电压“= - u c ：，h 6 口1 1 - u c ：和u 曲= 0 。如果网侧电源电 压u 0 ，则正向网侧电流f 增大，电容c ，和c ：通过负载电流放电。 2 2 单相三电平脉冲整流器p w m 调制策略 三电平脉冲整流器将支撑电容器上的直流电压分压得到的三阶电压 ( 正：+ u 。2 ，零，负：u 。2 ) 输出到中间直流环节。 三电平脉冲整流器调制方式参照图2 5 。依据a 相调制波u 。( 开关管s 。所 在桥臂的电压指令) 、正侧载波u 。和负侧载波u 曲( 三角波) 的大小关系( 表 2 2 ) ，生成三电平p w m 信号g s w 的+ 1 、0 、一1 信号( b 相调制波u 。( 与 a 相相差1 8 0 0 相位、) 和b 相载波之间的关系与上述关系相同，为减少高次谐波， b 相载波需要偏离a 相载波1 8 0 。相位) “。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 2 页 嘲p w m 信号s ( + l ，0 1 ) b 相p w m 信号s i ( + i 0 。1 ) 图2 - 5 三电平脉冲整流器调制方式 表2 - 2 调制波和p w m 载波的比较( p w m 信号生成) 大小关系 u a u c a ( + ) u c a ( - ) u c a ( + ) u a u c a ( - )u 刚+ ) u c a ( ) u a p w m 信号g s wg s w = + 1g s w 0g s w - - - _ 1 p w m 信号g s w 和i p m 门极指令的关系参照表2 - 2 。各i p m 在门极指令 控制下可得脉冲整流器的输入端电压( 图2 - 6u a b ) 。三电平脉冲整流器利用上 述调制方式进行切换动作。- - o g 平脉冲整流器动作波形参照图2 - 6 。 斌氏呤夺鲁长* 递佥镁 堋岖卜一凸 f 让u 卜盯翻哥 ，翟迭。除鲁基差笺冷令僦 谰蜗卜旷 翻j 口廿卜l 扣u 群u a bp 穹蔫雾蓬貉 输入辅 l 蔫黜事矿连强j e 督叶；f 廿毛f f j 召丐 粼f 二f 每= 爿 2 3 单相三电平脉冲整流器系统控制策略 脉冲整流器的常用控制策略有：间接电流控制、滞环直接电流控制、定 时瞬时值电流控制、瞬态直接电流控制、预测直接电流控制等。在c r h 2 动车 组中，采用瞬态直接电流控制策略。瞬态直接电流控制是目前机车上采用较 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 多的控制策略，该控制策具有实现简单，能够有效抑制二次侧牵引绕组的电 流谐波，直流侧电压纹波小，动态响应好等优点【1 5 】【1 6 】【1 7 1 。 c r h 2 三电平脉冲整流器控制方式如下：牵引变压器牵引绕组输出的 a c l 5 0 0 v 、5 0 h z 输入整流器。整流器采用无触点控制装置( i g b t 元件) ， 从而实现了输出直流电压2 6 0 0 v - 3 0 0 0 v 的定压控制、牵引变压器原边单位 功率因数的控制以及无接点控制装置保护。再生制动时接收支撑电容器输出 的3 0 0 0 v 直流电压，向牵引变压器反馈a c l 5 0 0 v 、5 0 h z 电压。另外，主电 路的输入通过交流接触器k 实现。 图2 7 瞬态直接电流控制框图 由式2 4 和图2 7 所示的系统瞬时等值电路，变流器的控制原理就是通 过不同的控制方法，适当调节u 。( f ) 有效值的大小，控制输入电流的相位以 控制系统功率因数；调节u 。o ) 的相位，控制输入电流的大小以控制传入功 率变换的能量，也就控制了直流侧输出电压，因此，通常采用电压外环和电 流内环相结合的双闭环控制方式。 c r h 2 脉冲整流器采用瞬态直接电流控制，控制框图如图2 7 ，控制系统 需要4 个传感器，分别用于测量网侧电源电压u 、网侧输入电流f ，直流侧 两电容上电压h c 。和u c ：。其具体的数学公式如式( 2 - 4 ) 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 ，二。= k p ：一u d ) + 1 t , f ( v d u d ) d t ，二：= 2 ( i f c 。+ 瓦：) 2 r 工u 砌 ( 2 4 ) 其中k 。和z 为p i 调节器的参数，u ：为中间直流侧电压给定值，k 为比例 放大系数，为网侧电压的角频率。露，和露，为电容c ，和c ，上的电压平均 值，当载波频率足够高时，可以认为它们就是u a 与u c ，。 为了减轻中间直流环节电压p i 调节器的负荷，改善p i 调节器的动态响 应，用直流侧输出功率除以牵引变压器二次侧电压的峰值u 卅来计算给定电 流的有效分量，：，并将它和，：r 相加，共同作为网侧电流的给定值，：。调制信 号u 。由式( 2 4 ) 所示的公式计算可得，瞬态电流控制需要反馈网侧电感电流 f o ) ，系统具有直流侧电压稳定快、动态响应好、对系统参数变化能很快作 出调整等优点。 h f ，l f f缈ns 。 ， r 。- l k一 、， fsoo r ll以+fnsr 。 ， l 一 。肥吩，l ，一 + 。 = ，) e o 。 曲 ， “ 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 第3 章三电平逆变器控制 3 1 磁场定向控制原理 3 1 1 异步电机的调节特性 在正弦电压供电下通常的三相异步电机的等值电路如图3 - 1 所示。 图3 - 1 异步电机等值电路 由等值电路司得转予电流，的数值为 一= 1 ；：兰：一 (311)r 2 而雨万零 婚 转子转差率s 可用转子的转差频率l l ( 即转子电流频率) 与定子频率六 的比值表示： 5 = 厶正 ( 3 2 ) 电机转矩表达式 z ；i m t i p , e ) 2 厶r 【霹+ ( 幼厶。) ：】 ( 3 3 ) 由于巨正= c 妒。，所以式( 3 - 3 ) 又可写成 丁。譬咖三肥鹏+ ( 砜l ，。) z 】 ( 3 4 ) 上式表明，电磁转矩正比于气隙磁通的平方。若在调节时维持巨l 不变， 即妒。为常数，则电磁转矩完全由转子转差频率六，所决定，与定子频率f 无关。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 6 页 忽略转子漏感，由式子( 3 4 ) 可得， t 枝娜”3 丫f s t ( 3 5 、) 1 、恒转矩区( 低速区) ：为了实现低速区恒转矩控制，必须使u l 和厶 保持一定。所以在异步牵引电动机起动过程中，电机电压与频率成正比变化， 即电机磁通维持常数。实际上，当频率很低时，电机的电阻压降已不可忽略 不计，为使磁通维持不变，在低频区，比值略有升高。 2 、恒功区( 中速区) ：电机的输出功率可近似地认为与转矩t 和频率厂的 乘积成正比，即 p o cu 2 s l 正 ( 3 - 6 ) 要使p = 常数，从上式中可以看出有两种方案： 方案i ：u = 常数，f s ! l = 常数；方案：【厂2 l = 常数，氕产常数。 方案i 是逆变器容量较小，而方案i i 是电机容量较小。从目前的价格和技 术水平来说，普遍选用方案i 。如图3 2 ，选用这方案时，电机电压在恒力 矩区达到电机额定电压。在恒功区随着频率的增加，电机的磁通按反比减小， 相当于直流电机的削磁工况。此时，转差频率厶与五成正比增加，使电机电 枢电流保持不变，电机的转矩与频率成反比减小，电机的功率维持不变。在 恒功区，电机的最大电磁转矩大致与磁通成平方的比例而减小。在最大电磁 力矩与实际输出转矩之间的差值，称为转矩裕量，是一个设计异步牵引电机 的重要参数。异步电机的最大电磁转矩取决电机漏抗的大小。通常最大转矩 对运行转矩有一定比例的裕量，该比例在最高速度时最小，设计时要确保该 点有适当的裕量。从控制角度考虑，希望转矩裕量大，但电机质量与体积会 增加。 图3 - 2 u = 常数，正，正= 常数时恒功率调节特性 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 7 页 方案i i ，不变，u 2 正= 常数。如图3 - 3 所示，最大转矩k 与供电 频率无成反比例变化，不同的五下的包络线和负载转矩裕量为常数，电机的 设计工作点可以选择在恒功区的最低转速玎点上，而在高速运行区段，电机 转矩仍然保持裕量不变，电机容量与尺寸较小。而对逆变器而言，其容量应 是起动电流和最大转速，l b 点电压的乘积，其值比方案i 大。 图3 3 无f 不变，【厂2 正= 常数时恒功率调节特性 3 、自然特性区( 高速区) ：电机端压和转差频率均维持不变，从转矩公 式可知，电机转矩与逆变器频率的平方成反比减小。 在u = 常数，恒压区，电机最大转矩l 。近似反比于供电频率平方f 2 ， 在不同频率正下的最大转矩的包络线如图3 2b c 段所示，而在恒功率运